【文章內容簡介】 4開始充放電。相應的，它們充放電的快慢取決于在t11時刻電流Ir1的大小。圖28b 階段11 Fig28b Step 1113）階段12：(t12~t13) 如圖29在t12時刻，當諧振電容Cr3的電壓下降到0時，D3開始導通。在此期間，S3在ZVS 條件下導通。此時電路回到開始t0時狀態(tài)。圖29 階段12Fig29 Step 12從上面分析可知，低壓側半橋有兩個作用：a作為一個Boost變換器來提高電壓，b作為一個產(chǎn)生一個高頻交流電壓的逆變器。變壓器的作用主要是用來隔離高、低壓側同時使得高、低壓的電壓相匹配，來減小開關管的電流應力。圖210為該ZVS雙向DCDC變換器的正向工作模式下穩(wěn)態(tài)工作時主要電壓、電流的波形。在此變換器電路中的換向是和一般變換器電路的二極管到開關管的換向模式是相似的，主開關管關斷時，電流對諧振電容充放電，從而使得開關管在ZVS下關斷。而開關管的ZVS導通是在和它反并聯(lián)的二極管導通期間來開通開關管來實現(xiàn)的。然而此電路有它自身的特點，不需要另外的輔助電路，而是通過開關管的寄生電容和變壓器的漏感來實現(xiàn)ZVS。從圖210可以看出，在正向模式下ZVS通斷的條件主要決定于在t1,t5,t7,t11時刻電流Ir1與Id1的值。概括如下： (21)圖210 正向模式中穩(wěn)態(tài)工作時電壓、電流的波形Fig210 Commutation waveforms and switching timing in boost mode以上分析可以發(fā)現(xiàn)4個MOSFET 均工作于ZVS 狀態(tài),通過改變兩個半橋之間的相移,可調節(jié)控制功率傳輸。反向工作原理跟正向工作原理類似,只不過S3和S4的驅動信號在相位上超前于S1和S2的驅動信號。在反向模式下ZVS通斷的條件也主要決定于在t1,t5,t7,t11時刻電流Ir1與Id1的值。概括如下： (21)3參數(shù)設計 變壓器漏感的設計開關電源中變壓器是核心器件，變壓器設計的好壞不僅影響變壓器本身的發(fā)熱和效率，同時也影響到開關電源的技術性能和可靠性。同時，許多其它主電路元件的參數(shù)設計都依賴于變壓器的參數(shù)。因此，在主電路拓撲確定以后首先應該進行的是變壓器的設計。這里只討論變壓器漏感的選取。此變換器電路中變壓器有三種功能:1) 變換器的高壓側與低壓側進行隔離；2) 低壓側電壓到相應的高壓；3) 變壓器的漏感用來存儲和傳遞能量。變壓器的匝比主要根據(jù)此變換器的高、低壓側的電壓比來確定。變壓器的漏感在此變換器是一個非常重要參數(shù)，它的取值直接影響到變換器的輸出功率的大小。下面來討論該漏感是如何確定的。先考慮沒有損耗的理想情況，即變換器的輸入功率等于輸出功率。令變壓器的原、副邊電壓波形相移是，變壓器的電流Ir1是一個=2ft的函數(shù)，f 是開關頻率。在一個開關周期此變換器有四種工作模式。在模式1： (31)式中，V1和V2是電容C1和C4兩側的電壓， Ir1(0)是變壓器原邊電流Ir1在=0的初始值。該模式在=時結束。在模式2： (32)相似的討論，在模式3： (33)在模式4： (34)從上面變壓器的電流I r1的計算等式，我們可以得到輸出功率的計算： (35)式中，為開關周期。D=/2。從上式可以看出，輸出功率可以通過改變、D和f來調節(jié)。設D=，開關頻率為 f =20kHz，上述公式可以簡化為： (36)圖31輸出功率Po，相位移角和漏感LS的關系曲線圖Fig31 Output power, phase shift and leakage inductance LS圖31是漏感LS=，輸出功率Po與相位移角的關系圖，從圖中可以看出，變換器的輸出功率最大。當變壓器的漏感一定時，相位移角越小，變換器的輸出功率也變?。?）。所以，可以假設最大輸出功率是P0 ，輸入電壓為Vin，開關頻率為f，相位移角為，變壓器漏感Ls可用下式來計算，即 (37) 輸入電感的設計該變換器輸入的平均電流為：Idl = (38)假設變換器的電流紋波已知（I），Ldc可以用下式來計算： (39)式中，為紋波電流，為S2在一個開關周期的導通時間?？梢钥闯?，只要給定變換器的輸出功率和電流紋波值，就很容易選擇電感Ldc的值。 開關管應力開關管上的電壓、電流和du/dt的變化范圍對于開關管的設計很重要。根據(jù)上面分析，該變換器在一個完整開關周期內有四種工作模式，在穩(wěn)態(tài)工作條件下變壓器的電流Ir1它所對應的四個初始狀態(tài)Ir1(0),Ir1(1),Ir1(2)和Ir1(2+1)有如下關系： (310) (311)當D=，2=時，變壓器的電流Ir1的四個初始狀態(tài)Ir1(0), Ir1(1),Ir1(2)和Ir1(2+1) 可由下式來確定： (312)通過上面的分析可知，低壓側（LVS）開關管上電流、電壓的最大值為： (313) 隔直電容的選取磁通不平衡是在初級置位伏秒值與復位伏秒值不相等時發(fā)生。在半橋電路中，若電容CC2兩端的電壓不能精確到完全相等，則開關管S1導通時初級側承受的電壓將與開關管S2導通時的不相等，磁通會沿磁滯回線正向或反向持續(xù)增加直至使磁心飽和，損壞開關管。一般情況下，不希望隔直電容兩端的電壓變化太大，以免產(chǎn)生過高的EMI。理想情況下，隔直電容上所允許的下降量dV為輸入直流電壓的10％~20％,產(chǎn)生該壓降的等效平頂脈沖電流為Ir， /2。所以由下式可以得到該隔直電容的計算式： (314) 半橋臂開關管并聯(lián)電容的選取半橋臂開關管并聯(lián)電容C滿足如下關系：C=Cr+ (315)其中Cr為MOSFET管兩端實際并聯(lián)的諧振電容，Coss為MOSFET管的節(jié)電容?？梢愿鶕?jù)下式來計算開關管的死區(qū)時間：tr=2VinC/I0 (316)由于MOSFET管體內節(jié)電容Coss一般比較大（幾百皮法）,在本電路中亦無需再額外并聯(lián)電容，故C≈。4 雙向半橋DCDC變換器的仿真分析 引言在工程實際中，需要借助專用的系統(tǒng)仿真軟件，對建立的模型進行分析和仿真。仿真是伴隨著計算機性能的不斷提高而逐漸發(fā)展起來的一種有效的分析設計工具，可以取代人工的計算分析，將設計人員從重復性的計算勞動中解脫出來。本章將采用電力電子仿真軟件matlab進行仿真。 MATLAB簡介Matlab是美國Math Works軟件公司自上個世紀八十年代開始推出的一種使用簡單的工程計算語言。它集數(shù)值計算、符號運算和圖形處理功能于一身，與其它計算語言相比，Matlab在功能、開放性和易學性等方面獨占鰲頭。它的核心是數(shù)值計算，廣泛地應用于自動控制、信號處理、圖像處理等若干領域。1990年，MathWorks軟件公司命名為Simulab，1992年正式將該軟件更名為Simulink，使得仿真軟件進入了模型化圖形組態(tài)階段。Simulink是Matlab軟件的擴展，它是一個交互式動態(tài)系統(tǒng)建模、仿真和分析圖形環(huán)境，它支持連續(xù)、離散及兩者混合的線形和非線性系統(tǒng)，也支持具有多種采樣速率的多速率系統(tǒng)。Simulink的名稱表明了該系統(tǒng)的兩個主要功能:仿真Simu和連接Link，即該軟件可以利用鼠標在模型窗口上繪制出所需要的控制系統(tǒng)模型，然后利用Simulink提供的功能來對系統(tǒng)進行仿真和分析，它使用戶把更多的精力投入到系統(tǒng)模型的構建，而非語言的編程上。 閉環(huán)控制DCDC變換器的閉環(huán)控制有電流模式和電壓模式兩種[2325]。電壓模式是單環(huán)控制，它是以輸出電壓作為反饋量來對變換器進行調節(jié)的。電壓模式雖然具有控制方法簡單，容易實現(xiàn)的優(yōu)點，但相對與電流模式而言，其動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能都較差，而且電壓模式對電流沒有控制，無法對變換器進行功率控制，也不利于變換器的并聯(lián)使用，其可移植性差。電流模式又分為峰值電流模式和平均電流模式。這兩種電流模式都采用電壓外環(huán)，電流內環(huán)的雙環(huán)控制方式。所不同的是峰值電流模式的內環(huán)是以電流的峰值作為控制對象，而平均電流模式則采用的是電流的平均值。文獻[24]提出了一種峰值電流模式的移相半橋DCDC變換器，提高了變換器的動態(tài)性能，防止了變壓器的偏磁。但相對于平均電流模式而言，峰值電流模式存在對噪聲敏感、控制方法較復雜、需要斜波補償和不易于實現(xiàn)等不足之處。故本文在能量正向流動時，控制回路采用電壓模式控制。而當能量反向而當在能量反向流動時，因為要對電池充電，充電電流要控制，所以采用平均電流模式控制。圖42給出了變換器正向工作時的電壓模式閉環(huán)控制的原理圖:圖42 電壓模式控制原理圖Fig42 Diagram of the voltagemode control圖42中，ur為輸出電壓參考給定，uf為輸出電壓反饋檢測值。二者的誤差信號經(jīng)比例積微分調節(jié)器PID后，得到的輸出信號送給移相生成電路，產(chǎn)生4路PWM脈沖信號，經(jīng)過驅動電路后驅動MOS管進行功率調節(jié)。圖43是變換器正向工作時的電壓模式閉環(huán)控制的具體實現(xiàn)電路，電壓閉環(huán)由運算放大器IC2, R4, R5, R6, R7, R8,R9,C1和C2構成，它是一個PID調節(jié)器。圖43 電壓模式控制的具體實現(xiàn)電路Fig43 Specific circuit of implementing voltagemode control圖44給出了變換器反向工作時的平均電流模式閉環(huán)控制的原理圖:圖44 平均電流模式控制原理圖 Diagram of the average currentmode control圖44中，ur為輸出電壓參考給定，uf為輸出電壓反饋檢測值。二者的誤差信號經(jīng)比例積分調節(jié)器PI1后，得到的輸出信號ir作為輸出濾波電感電流iL的給定值, if為濾波電感電流檢測值的平均值。電流誤差信號經(jīng)比例積分調節(jié)器PI2后送給移相生成電路，產(chǎn)生4路PWM脈沖信號，經(jīng)過驅動電路后驅動MOS管進行功率調節(jié)。圖45是變換器反向工作時的平均電流模式閉環(huán)控制的具體實現(xiàn)電路，電壓閉環(huán)由運算放大器IC2, R4, R5, R6, R7, R8和C1構成，它是一個PI調節(jié)器。其輸出作為電流閉環(huán)的電流給定信號。電流閉環(huán)由運算放大器IC4,R11, R12和C4構成，它也是一個PI調節(jié)器，其給定是電壓閉環(huán)的輸出。圖45 平均電流模式控制的具體實現(xiàn)電路圖Fig45 Specific circuit of implementing average currentmode control 仿真分析按照上章中給出的方法計算出變換器輸出功率P0=72W時，輸入電感、變壓器漏感以及隔直電容仿真所用的參數(shù)如下:輸入電感：Ldc=100μH；變壓器漏感：Ls=8μH；隔直電容：Ct1=， Ct2=。仿真電路所用的其它主要參數(shù)如下：主功率開關管S1～S4 ：RDS= ；輸入的直流電壓：V in=12V；輸出的直流電壓：Vo=288V；變壓器的匝比：1/12；開關頻率：f = 20kHz。1） 脈沖波形圖雙向半橋直流變換器中的開關管需要脈沖信號來驅動，四個開關管的驅動脈沖波形如圖46所示，為避免兩開關在換流的過程中發(fā)生短暫的同時導通現(xiàn)象而損失開關，每個開關各自的占空比不能超過50%，并應留有一定的余量。圖46 開關管脈沖波形Fig46 Waveforms of switch tube pulse2） 變壓器基本原理仿真波形圖如圖47所示，圖中為變壓器電壓和電流波形。圖47 變壓器電壓電流波形Fig47 Voltage and current Waveforms of transformer3） 雙向半橋零電壓DCDC變換器正向工作時的主要波形雙向半橋零電壓DCDC變換器正向工作時，控制電路采用電壓模式控制。圖48為正向工作模式下，輸出電壓為288V、輸出功率P0=72W時，變壓器漏感Ls兩邊電壓Vr1和Vr2的波形。圖48 正向時的Vr1和Vr2的波形Fig48 Waveforms of Vr1 and Vr2 in forward work mode圖49為變換器正向工作時，輸入電壓為12V，輸出電壓的波形，從圖中可以看出，輸出電壓值在288V左右，滿足設計的要求。圖49 正向工作時輸出電壓波形Fig49 Output voltage waveforms in forward work mode4） 雙向半橋零電壓DCDC變換器反向工作時的主要波形 圖410 反向時的Vr1和Vr2的波形Fig410 Waveforms of Vr1 and Vr2 in reverse work mode雙向半橋零電壓DCDC變換器反向工作時，因為