【文章內容簡介】 ???????????2*)(21)()(21)()(21)(() 輸出信號的形狀是由信號譜和濾波器頻率響應的乘積所決定的 。 要控制副瓣的大小 ， 就必須設法改變信號頻譜或濾波器頻率響應 ， 即采用加權或頻譜整形的辦法來得到 。 第 9 章 高分辯力雷達 求最佳的頻譜函婁來得到所需輸出波形的問題是和低副瓣天線設計問題相同的 。 在設計天線時 ， 改變孔徑照射函數(shù)來得到一個低副瓣遠區(qū)方向圖 ， 同時保持最小的主瓣展寬和增益損失 。 這個關系可由以下公式求出： dzzjzWE dd??? 2/2/]s i n2e xp[)()( ????式中， E(υ)為遠區(qū)電場強度； υ為方向角， W(Z)為電流分布函數(shù)， d為天線尺寸。 第 9 章 高分辯力雷達 遠區(qū)場 E(υ)由電流分布的傅里葉積分得到 。 所得天線方向圖 E(υ)和 sinυ的關系與匹配濾波器輸出端波形和時間的關系相同 。在天線設計中 ， 研究了許多可能的電流分布 W(Z)， 以得到所需的低副瓣參數(shù) ， 這些結果完全可以移用到線性調頻信號壓低副瓣的措施中去 ， 只要令 S(ω)H(ω)=W(ω) () 即可 。 通常均假設失配集中在振幅特性上 ， 而令濾波器的相位特性和輸入信號譜的相位特性保持共軛 。 第 9 章 高分辯力雷達 作為一般的原理 ， 對于任一所需輸出時間函數(shù) so(t)， 其所要求的頻譜函數(shù)可由傅里葉變換對得到： dttjtsW o? ??? ?? )e xp ()()( ??根據(jù)這個公式可求所出要求的 W(ω)。 下面借用綜合設計低副瓣 (1) 泰勒 (Taylor)函數(shù)加權 。 為簡單計 ， 只取函數(shù)的前二項 ，得到 ????? 2c )( ??TW() () 或者化成歸一化 (即 ω=0時， W(0)=1)的形式為 第 9 章 高分辯力雷達 ????? 2c )( ??TW這種泰勒加權可以得到 40dB的副瓣 ， 主瓣稍加寬 ， 大約為 倍同樣帶寬矩形函數(shù)的壓縮脈寬 。 (2) 哈明 (Hamming)函數(shù)加權。與上面的泰勒加權很接近，其加權函數(shù)為 ????? 2c )( ??HW() 經(jīng)哈明加權后 ， 所得時間函數(shù)的副瓣較主峰值低 ， 而 3 dB的主瓣脈沖寬度為不加權矩形頻譜時的 倍 。 這是目前得到最低副瓣的一種加權 。 第 9 章 高分辯力雷達 4. 線性調頻信號的產生和處理 (1) 線性調頻的產生 。 有兩種基本的方法產生線性調頻信號 ， 即有源法和無源法 。 其組成方框見圖 (a), (b)。 有源法是利用線性變化的鋸齒電壓去控制壓控振蕩器的頻率 ， 以得到所需變化規(guī)律的調頻波 ， 經(jīng)時間整形后送到倍頻和變頻設備 ， 使之變?yōu)槔走_工作頻率上的線性調頻波供發(fā)射系統(tǒng)使用 。 無源產生法則利用脈沖擴展濾波器來產生調頻信號 ， 它是目前用得較多的一種方法 。 設激勵脈沖為 δ(t)， 其相應頻譜為 Sδ(ω)， 而擴展濾波器的頻率特性為 H(ω)， 則濾波器輸出波形 si(t)為 ???? ?? deHSts tji )()(2 1)( ?? ? ???第 9 章 高分辯力雷達 圖 (a) 有源法； (b) 無源法 電壓控制振蕩器波門選通倍頻器線性鋸齒波產生器方波產生器同步信號送變頻器及高功率發(fā)射機T( a )擴展濾波器H ( ? )波門及限幅 混頻及濾波 功率放大器s i n x / x脈沖產生器收發(fā)開關( b )本振信號si( t )s? ( f )第 9 章 高分辯力雷達 si(t)波形經(jīng)整形和混頻后 ， 就是發(fā)射機的輸出波形 。 激勵脈沖的選擇應當使擴展以后的信號合乎線性調頻的要求 ， 即在擴展濾波器頻帶范圍內具有均勻的頻譜 。 例如激勵脈沖具有以下波形： ttttttppp0c os22s i n)( ???? ??式中 ， ω0為擴展濾波器的工作頻率 。 產生線性調頻信號時 ， 擴展濾波器常采用色散延遲線 ， 其振幅頻率特性在頻帶范圍內是均勻的 ， 呈矩形狀 ， 而相位特性在頻帶范圍內應具有平方特性 ， 以便得到線性延遲性能 ［ 參看 ()式 ］ 。 第 9 章 高分辯力雷達 當發(fā)射機用無源法產筆線性調頻信號時 ， 接收系統(tǒng)的匹配濾波器可以采用和擴展濾波器頻率特性呈復共軛的壓縮濾波器 。 如果想在收發(fā)系統(tǒng)中采用相同頻率特性的濾波器分別作擴展和壓縮之用 ， 則可在接收機中匹配濾波器之前 ， 加一個旁頻反轉電路 ， 如圖 所示 。 旁頻反轉電路實際上就是一個混頻器 ， 它的本振頻率高于信號頻率 ， 輸出取差頻部分 ， 濾去和頻部分 。 差頻信號的調頻斜率和原輸入信號正相反 ， 故可利用原來的擴展濾波器作為壓縮的匹配濾波器用 。 第 9 章 高分辯力雷達 圖 用一種濾波器的無源線性調頻系統(tǒng) 收發(fā)開關混頻器濾波器壓縮濾波器H ( ? )旁頻反轉電路由發(fā)射機來f ＝ f0－ ?? tfi＋ ?? t本振 ?L＝ ?0＋ ?第 9 章 高分辯力雷達 線性調頻信號在雷達中使用時 ， 常需要在脈沖與脈沖間進行有效的相參積累 ， 例如在目標成像達及其它地面雷達 。 常規(guī)雷達的距離延遲是相對主脈沖而言的 ， 因此脈沖重復頻率觸發(fā)與模擬法產生線性調頻信號時的壓控振蕩器 (VCO)或脈沖展寬濾波器之間的任何時間抖動 ， 都會變換成相鄰脈沖間的相位誤差數(shù)據(jù) 。 由于電路不穩(wěn)所產生的時間抖動具有隨機性 ， 它所引起的相位誤差是一種相位噪聲 。 經(jīng)過分析研究知 ， 當相位噪聲的均方值大于 10176。 時會造成顯著的相參積累損失 。 下面舉例說明高分辨力雷達對電路時間抖動的要求：雷達工作頻率 f0=10GHz (λ=3 cm)， 中頻為 750 MHz、 線性調頻信號帶寬為 250MHz pst 136010 129 ???????? ??時間抖動 第 9 章 高分辯力雷達 即允許時間抖動 Δt=3ps， 時間抖動是由 PRF源的頻率不穩(wěn)以及線性調頻信號形成電路時間不穩(wěn)所引起的 。 由于 PRF源不穩(wěn)而要求達到的穩(wěn)定度為 是容易達到的 。 而對模擬電路 ， 如脈沖產生器 、 鋸齒波產生器等 ， 要達到小于 3 ps的時間抖動則是件較困難的事 。 除了對電路穩(wěn)定性的要求外 ， 用模擬法產生線性調頻信號另一個不足是很難獲得所期望的頻率線性度和波形平坦度 ， 特別是在成像雷達需要大的時間 —帶寬積時 。 不然 ， 就需要附加的頻率線性化 、 溫控及標準方法 ， 這就會使設備復雜并使可靠性下降 。 ??????? tfff ??第 9 章 高分辯力雷達 圖 DDS Chirp產生器 頻率累積器相位累積器相位加法器器件 1存儲器(RO M )器件 2 器件 3DAC第 9 章 高分辯力雷達 (2) 線性調頻信號使用的匹配濾波器 。 線性調頻信號用的匹配濾波器有多種形式 ， 下面舉出模擬處理和靈敏字處理的例子 。 用表面聲波器件做成的色散濾波器是模擬濾波器的一個代表 。 表聲器件是 20世紀 60年代以后發(fā)展起來的一種新型器件 ， 它的突出優(yōu)點是體積小 ， 工作可靠 ， 器件制作的重復性好 。 表面聲波延遲線的結構示意如圖 所示 。 基片的材料具有壓電效應 ， 例如常用的 LiNbO5， 在基片上用金屬化光刻方法做了兩個換能器 ， 左邊接輸入信號 ， 右邊接負載 。 換能器的形狀像交叉的手指 ， 故稱為叉指換能器 。 當交流信號輸入時 ， 由于壓電效應使指條之間材料產生形變 ， 這種周期性形變成為超聲波傳播 ， 其頻率等于信號頻率 。 向右傳播的超聲波到達接收換能器后 ， 轉換為電信號輸出 ， 這就產生了輸出信號的延遲 。 第 9 章 高分辯力雷達 為了達到色散延遲 (即不同頻率具有不同的延時 )的目的 ， 叉指換能器應做成參差形的 ， 發(fā)射和接收端的參差互為鏡像 。 恰當?shù)卦O計叉指的寬度和間隔 ， 就可以獲得所需色散特性 。 高頻成分在換能器的稠密部分產生和接收 ， 而在叉指的稀疏部分則產生和接收較低的頻率分量 。 帶寬是通過指間隔的變化來決定的 。 用表聲器件做成的色散濾波器 ， 還具有容易加權的優(yōu)點 。 在濾波器時 ， 改變指條的交叉長度 ， 就可達到加權的目的 。 常用這種加權濾波器來抑制壓縮后的距離副瓣強度 。 表面聲波色散濾波器具有簡單 、 尺寸小 、 制造時器件的再現(xiàn)性高等基本優(yōu)點 ， 是應用最廣泛的器件之一 。 第 9 章 高分辯力雷達 圖 表面聲波色散遲延線 輸入 輸出叉指換能器基片第 9 章 高分辯力雷達 匹配濾波順的壓縮輸出 s0(t)可以表示為 ??? dsthtsthts io ? ???? ????? )()()()()(() 濾波器的沖擊響應 h(t)=s*i(t0t), si(t)為有限長度 。 數(shù)字卷積運算可用橫向濾波器實現(xiàn) ， 輸入信號 si(nΔt)經(jīng)加權 h(tnΔt)后求和即可得到結果 ， 這就是時域卷積 。 由卷積定律知： 二個函數(shù)卷積的付氏變換等于各自函數(shù)付氏變換的乘積， 則 )()()]())(([ fHfSthttsF ii ???而 si(t)*h(t)=so(t)=F1［ si(f)H(f)］ 第 9 章 高分辯力雷達 圖 數(shù)字處理方框圖 (頻率域 ) 移位寄存器FFT乘法器IFFT移位寄存器濾波器頻率特性 H ( f )so( t )( 加權系數(shù) )輸入信號A / D A / Dsi( t )基準電壓IQ90 移相176。第 9 章 高分辯力雷達 用正交雙通道處理時 ， 雷達中頻回波經(jīng)正交兩路相位檢波后 ， 復調制信號被分解成實部與虛部 。 它們分別經(jīng)過模 /數(shù) (A/D)變換后送去做快速傅里葉變換 (FFT)： 得到信號的頻譜 (數(shù)字式頻譜 )。 信號頻譜應和匹配濾波器的頻率特性相乘 ， 即信號頻譜應乘上相應的加權系數(shù) 。 加權系數(shù)由濾波器特性所決定 ， 通常包括幅度和相位兩部分 。 信號頻譜經(jīng)過加權后 ， 得到信號譜與濾波器頻率特性的乘積 ， 然后再送到快速傅里葉反變換 ， 即可在輸出端得到壓縮信號的時間波形 。 濾波器的加權數(shù)存放在存貯器中 ， 可以用大規(guī)模集成電路做成的只讀存貯器來豐放這些系數(shù) ， 這樣更換系數(shù)值比較方便 ， 便于處理各種不同的波形 。 當代高分辨測繪和目標成像中使用的一類重要波形稱之為“ 展寬 ” 波形 ， 它是大的時間 帶寬積線性 FM脈沖 ， 對這種信號的處理采用相關和頻譜分析技術 。 第 9 章 高分辯力雷達 圖 寬波形信號處理 (相關接收 ) ?t / ? sf / M H z本振信號 ( 參考線性調頻信號 )回波信號相位檢波后的回波信號A B CCBAf0第 9 章 高分辯力雷達 設頻率變化率為 μ， 脈沖寬度為 τ， 則其頻寬 B=μτ， 如按匹配壓縮后 ， 則其距離時間分辨力為 1/B。 而相關接收后 ， 得到單一頻率信號 ， 其時寬為 τ， 此時譜線寬度為 1/τ， 在頻率域上分辨 1/τ的寬度等效于時間上的分辨能力為 ,1 t??? ?即 Bt11 ?????() 這種技術的優(yōu)點是極大地簡化了信號處理 (特別當信號時寬頻寬積甚大時 )。 回波信號經(jīng)過與基準電壓相乘后得到較低頻率的窄帶信號 ， 容易進行處理 。 缺點是距離窗口 (參考電壓的位置 )需要和目標距離合理地靠近 。 第 9 章 高分辯力雷達 編碼信號及其匹配濾波器 二相編碼信號的基本形式如圖 所示 。 一個載波寬脈沖信號被分成 N個寬度為 τ′的單元 ， 每個單元被 “ +”或 “ ”編碼 。其中正號表示正常的載波相位 ， 而負號相應為 180176。 相移 。 波形中第 k單元的振幅用 ak表示 ， 假定每一段的振幅均為 1， 而相位根據(jù)編碼是 0和 π二者之一 。 這時可用離散形式寫出波形的自相關函數(shù)為 mkNkk aam ??? ??1)(?() 第 9 章 高分辯力雷達 圖