led驅(qū)動(dòng)并聯(lián)供電系統(tǒng)設(shè)計(jì)(編輯修改稿)
2024-11-13 06:44 本頁(yè)面
【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 Cu r r e n t 4S QR QVINE N A B L E _ th1 . 5 VVIN B R O W N O U T _ th 0 . 82 VI B O PQ SQ R7U V L OVCC _ on 10 . 5 VVCC _ off 9 . 5 VO V POLPE D RO VE RVO L T AG E5 . 25 VOLP / S T ANDB Y 0 . 82 VUNDE RVO L T AG E4 . 75 V816gmv5 V100 uA5SSE DRFAUL TFAUL TG A T EVCCV S E N S EV C O M PV I N SI S E N S EI C O M P 圖 3 UCC28019 內(nèi)部結(jié)構(gòu) UCC28019的控制調(diào)節(jié)功能是通過兩個(gè)回路完成的：一個(gè)是內(nèi)部的電流回路；來自取樣電阻的負(fù)極性電壓信號(hào)從 ISENSE端進(jìn)入到芯片內(nèi)部后經(jīng)反相器成為正極性信號(hào)，該信號(hào)經(jīng)過電流放大器后輸出為 ICOMP；斜坡信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的信號(hào)與 ICOMP電壓進(jìn)行比較，其輸出作為芯片內(nèi)部 RS觸發(fā)器的輸入，與內(nèi)部 65kHZ振蕩信號(hào)一起控制 PWM的占空比，輸出脈沖經(jīng)推挽電路控制功率開關(guān)器件的通斷；從圖 2可以看出，假設(shè)當(dāng)斜坡電壓線性上升并剛好超過 ICOMP的電壓時(shí)經(jīng)過的時(shí)間為 tOFF，而這個(gè)時(shí)間又決定了 DOFF，根據(jù)斬波拓?fù)? 7 方程有 DOFF =VIN/VOUT，由于 VIN的波形是正弦波，而 ICOMP的電壓與電感電流成正比，控制回路就迫使電感電流波形跟蹤輸入電壓波形，因此輸入電流波形也是正弦波形并與輸入電壓同相，因此實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。 二是外部電壓回路，開關(guān)電源輸出電壓通過分壓后的取樣電壓從 VSENSE端輸入，與內(nèi)部一些比較器連接在一起，起到欠 /過壓保護(hù)、開路保護(hù)以及穩(wěn)壓的作用；電壓誤差放大器 gmv輸出的電流對(duì)連接在 VCOMP端的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行充電或者放電，從而建立起合適的 VCOMP電壓來滿足系統(tǒng)正常運(yùn)行； VCOMP上的電壓常常用來設(shè)置電流 放大器的增益以及斜坡信號(hào)的斜率，當(dāng)外部回路在穩(wěn)態(tài)時(shí)可以自動(dòng)調(diào)整芯片內(nèi)部的增益參數(shù)使輸入電流波形具有較低的畸變，從而保證開關(guān)電源具有較高的功率因數(shù)。 隔離電路 LM5017 可構(gòu)成隔離型偏置電源。 LM5017 穩(wěn)壓器集成了創(chuàng)建隔離型轉(zhuǎn)換器所需的高、低側(cè)電源開關(guān)。其輸入電壓范圍為 36V 至 75V。 電路圖如下： 此電路特點(diǎn) ： ? 36V 至 75V 輸入 ? 初級(jí)側(cè)輸出： 40mA 時(shí) 10V 輸出 ? 次級(jí)側(cè)輸出 1： 80mA 時(shí) 5V ? 次級(jí)側(cè)輸出 2： 120mA 時(shí) 10V 8 電路 的計(jì)算 首先，確定最大輸出平均電流， IOUTMAX。 最大輸入 RMS 線路電流 IIN_RMSMAX，有： 基于以上計(jì)算，最大峰值輸入電流 IIN_PEAK和最大平均輸入電流 IIN_AVGMAX如下： 橋式整流器 基于以上計(jì)算，最大峰值輸入電流 IIN_PEAK和最大平均輸入電流 IIN_AVGMAX如下： 假設(shè)二極管的正向壓降 VF_BRIDGE是 ，整流橋的損耗是： 輸入電容 UCC28019 是連續(xù)電流型 PFC 控制器。其電感紋波電流按照允許有 20%的高頻紋波因子 VRIPPLE和 6%的最大輸入電容值 CIN計(jì)算之，首先確定輸入電流紋波 IRIPPLE和電壓的紋波VIN_RIPPLE。 9 輸入 的 X電容現(xiàn)在可以計(jì)算如下： 升壓電感 確定最大峰值電感電流 I L_PEAKMAX之后，決定電感值 LBST。 按照最壞情況的占空比 50%計(jì)算，電感值為： 實(shí)際升壓電感選擇為 。 最大占空比出現(xiàn)在最低輸入電壓時(shí)， 升壓二極管 二極管的損耗的估計(jì)根據(jù)其正向壓降 VF， 125OC 時(shí)的反向恢復(fù)充電電荷 QRR，選用碳化硅二極管可以節(jié)省反向恢復(fù)損耗。其損耗是： 10 開關(guān)元件 MOSFET 的導(dǎo)通損耗在 125OC時(shí)，按照 RMS 電流計(jì)算，有： 開關(guān)損耗按照上升時(shí)間估算，以及輸出電容的損耗為： 檢測(cè)電阻 根據(jù)內(nèi)部非線性功率限制的增益， RSENSE的大小受限于軟過流觸發(fā)，要高于最大峰值電感電流的 25%，用 SOC 的最小閾值 VSOC： 采用兩只電阻并聯(lián)，選為： 11 電阻的功耗為： 對(duì)于峰值電流限制， PCL 保護(hù)特色其在流過其電流產(chǎn)生的壓降等于其閾值 VPCL時(shí)，用最壞情況分析，用最大的 VPCL。 為了保護(hù)器件能承受沖擊電流，用標(biāo)準(zhǔn) 220mΩ電阻。與 ISENSE 端串聯(lián)，用 1000pf電容緊靠器件改善噪聲。 輸出電容 輸出電容 COUT的大小要滿足變換器保持時(shí)間的需要，假設(shè)下面的變換器在一個(gè)線路周期內(nèi) t HOLDUP=1/f LINE(MIN)，保持 PFC 級(jí)不低于 300V，計(jì)算的電容值如下： 這是可建議的值，考慮到電容有 +/20%的偏差，選擇 270uF。 設(shè)置最大峰峰值輸出紋波電壓必須少于輸出電壓的 5%，要確保紋波電壓不會(huì)觸及OVP 和 UVP，最大峰峰值紋波電壓出現(xiàn)在線路頻率的二倍處，紋波電流計(jì)算如下： 在兩倍線路頻率處所需的紋波電 流比率是： 12 還有更高頻紋波電流通過輸出電容： 在輸出電容上整個(gè)的紋波電流作為選擇輸出電容的根據(jù)。 輸出電壓設(shè)置點(diǎn) 為減小功耗及減小設(shè)置電壓的誤差，推薦用 1MΩ作為高端的反饋分壓電阻 RFB1，采用多個(gè)電阻串聯(lián)，減小每個(gè)電阻承受的電壓，用內(nèi)部 5V基準(zhǔn)計(jì)算底部分壓電阻 RFB2，以滿足輸出電壓設(shè)置點(diǎn)的目標(biāo)。 用 13K 給 RFB2，此時(shí)輸出電壓值設(shè)置在 24V。 過壓保護(hù) OVD，在輸出電壓超出 5%時(shí)動(dòng)作。 欠壓保護(hù) UVD，也在輸出電壓低于 5%時(shí)動(dòng)作。 用一個(gè)小電容放于 VSENSE 到 GND，用于濾除噪聲，防止高線空載時(shí)的誤觸發(fā)，增強(qiáng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)。限制此電容值， RC時(shí)間常數(shù)要小于 。以便不會(huì)減少控制環(huán)的響應(yīng)時(shí)間。 環(huán)路補(bǔ)償 13 補(bǔ)償元件的選擇對(duì)于采用 UCC28019 的電流環(huán)和電壓環(huán)很容易設(shè)計(jì)計(jì)算，用 TI的網(wǎng)站工具即可。電流環(huán)補(bǔ)償首先確定內(nèi)部環(huán)的變量乘積 M1
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