【文章內(nèi)容簡介】 信號原理簡介 本 設計 采用的遙控器是天地飛 6通道遙控器，由于本課題研究四旋翼飛行器，只需要其中 4個通道即可完成姿態(tài)控制。該遙控器接收機的輸出為 PPM輸出，如圖 42所示為 PPM(脈沖位置調(diào)制 )的原理圖。 每 個通道的高電平持續(xù)時間即對應該通道搖桿的位置，從而起到控制輸入的作用。其 PPM周期為 20ms,高電平電壓為 +5V,高電平持續(xù)時間為 1ms 至 2ms。 PPM 信號解碼流程圖如 圖42 所示。這里使用 AVR 單片機具有的引腳電平變化中斷來實現(xiàn) PPM 高電平時間的讀取不僅節(jié)省 CPU 時間而且還精確。 PPM 解碼程序設計與關鍵程序段說明 傳感器接收機能夠提供 6路 PPM信號。而本設計只需要其中 4路，即四個通道。本設計采用“引腳電平變化中斷 ”來實現(xiàn) PPM解碼。 觀察 PPM原理圖可發(fā)現(xiàn)引腳電平只有 2種變化方式，分別是從 高到低和從低到高。引腳電平從高到低對應高電平結(jié)束，從低到高意味著高電平開始。所以每次進入中斷后讀取引腳狀態(tài)，對前后兩次進入中斷時的引腳狀態(tài)進行異或運算就能確定是哪個引腳觸發(fā)了 PCINT中斷。利用 Arduino IDE自帶的 micros（）函數(shù)記錄兩次進入 PCINT中斷的時間。如此便可以獲得 PPM某通道高電平時間。 PPM 信號解碼流程圖如圖 42所示。這里使用 AVR 單片機帶有的引腳電平變化中斷來實現(xiàn) PPM高電平時間的讀取不僅節(jié)省 CPU 時間而且還精確。 開 始進 入 P C I N T中 斷記 錄 此 刻 時間 T 1 確 定 是引 腳 x 上 電平 發(fā) 生 變 化T 2 = T 1p p m l n V a l u e [ x ]= T 1 T 2結(jié) 束由 高 變 低否是 圖 42 PPM 解碼流程圖 PPM通道 1解碼代碼如下： ISR(PCINT2_vect){ static uint8_t pindlast。 uint8_t chan,pindnow。 uint16_t time。 static uint16_t last[4],now[4]。 time = micros()。 //獲得此刻時間 pindnow = PIND。 chan = pindlast^pindnow。 //確定 PCINT中斷發(fā)生在哪個引腳 if(chanamp。(12)){ //通道 1 now[0] = time。 if(pindnowamp。(12))last[0] = now[0]。 else{ppmInValue[0] = now[0] last[0]。} //將此刻時間點與上次 PCINT時間相減 }//從而獲得高電平持續(xù)時間 執(zhí)行模塊 電機驅(qū)動原理 本設計中，利用電子調(diào)速器驅(qū)動電機。電子調(diào)速器的油門是線性的，意味著給電子調(diào)速器輸入的 PWM波形的高電平時間正比于電機的轉(zhuǎn)動力矩 M。飛行器在空中平衡時有 21wkfM 風 ?? （ 41） 其中 為螺旋槳角速度。而查閱空氣動力學知識可知螺旋槳升力 升與 有如下關系 22wkF升 ? （ 42） 由此可見 ?? 升FM （ 43） 又有 PWM高電平時間正比與電機轉(zhuǎn)動力矩 M，如此一來，我們則可以通過控制 PWM波形的高電平時間來線性的控制機體獲得的升力 。由此，飛行控制系統(tǒng)輸出的 PWM信號輸出與飛行器獲得升力呈線性，給使用 PID算法在一定條件下控制飛行器帶來了可能 [10]。 此外，本文使用的中特維電調(diào)其識別高電平閾值在 2V 至 5V 之間，高電平持續(xù)時間在1ms至 2ms之間 ,1ms和 2ms長的高電平信號分別對應無刷電機的停止轉(zhuǎn)動和最高轉(zhuǎn)速 。PWM周期可在 2ms 至 20ms 之前變化 ,對應 500Hz 至 50Hz的無刷電機轉(zhuǎn)速更新頻率。飛行器要求具有很高的實時響應速度 ,因此要求無刷電器驅(qū)動器具有很高的轉(zhuǎn)速更新頻率 ,考慮到硬件平臺所用晶振 16MHz 和 Timer/Counter0 和 Timer/Counter1 分頻器的可設置值， PWM周期取約,即具有約 244Hz 的轉(zhuǎn)速更新頻率 [11]。 電機驅(qū)動模塊程序框圖 開 始獲 得 此 時 油 門對 應 的 電 機 轉(zhuǎn)速 p w m _ b a s e獲 得 此 時 油門 增 量p w m _ e r r [ 0 ]獲 得 此 時 油門 增 量p w m _ e r r [ 1 ]獲 得 此 時 油門 增 量p w m _ e r r [ 2 ]獲 得 此 時 油門 增 量p w m _ e r r [ 3 ]獲 得 此 時 油門 增 量p w m _ b a s e +p w m _ e r r [ 0 ]獲 得 此 時 油門 增 量p w m _ b a s e +p w m _ e r r [ 1 ]獲 得 此 時 油門 增 量p w m _ b a s e +p w m _ e r r [ 2 ]獲 得 此 時 油門 增 量p w m _ b a s e +p w m _ e r r [ 3 ]結(jié) 束 圖 43 電機驅(qū)動程序框圖 電機驅(qū)動輸出模塊的功能就是利用 AVR 的 Timer/Counter1 和 Timer/Counter2 輸出定周期可調(diào)占空比的 PWM波形。依據(jù)電子調(diào)速器對 PWM 波形的周期要求，需要輸出周期在 500HZ以內(nèi)的 PWM 波形。由于單片機采用 16MHZ 晶振，所以在預分頻的設置上只能 選擇 256 分頻才能滿足電子調(diào)速器對周期的要求， 256 分頻的結(jié)果是獲得的 PWM 波頻率為 244HZ。而在調(diào)節(jié) PWM 高電平時間的時候，只需分別向 OCR1A、 OCR1B、 OCR2A、 OCR1B 內(nèi)寫入相應數(shù)據(jù)即可從對應的 PWM 輸出端口獲得不同高電平時間的 244HZPWM 波。輸出高電平時間 （單位： s）的計算公式如下所示（以 OCR1A為例）。 //**************** //PWM初始化模塊 //**************** voidpwm_init(void){ //***************8bit T/C2 初始化 *******************/ TCCR2A = (1COM2A1) | (1COM2B1) | (1WGM21) | (1WGM20)。 //設置為快速 PWM TCCR2B = (1CS22) | (1CS21)。 //256 prescaleing //***************16bit T/C1初始化 *******************/ TCCR1A = (1COM1A1) | (1COM1B1) | (1WGM10) 。 //設置為快速 PWM TCCR1B = (1WGM12) | (1CS11) 。//256 prescaleing } //**************** //電機 1的 PWM輸出 //**************** voidpwm_out(uint16_t pwm_base){ static uint16_t chan3。 if(pwm_base!=chan3) {OCR1A = (pwm_base+pwm_erro[0] 1024)*+63。} //重設 OCR1A改變 PWM占空比 chan3 = pwm_base。 } 傳感器模塊 與傳感器的 IIC 通信時序 此模塊的作用是獲取 MPU6050 中加速度傳感器和陀螺儀的實時數(shù)據(jù)，核心就是使用AVR 單片機自帶的硬件 IIC 模塊和外部模塊通信。查詢 Atmega328p 單片機的 datasheet 和MPU6050 的 datasheet，可以輕松的得到進行 IIC 操作時應該遵循的時序。讀取 MPU6050 數(shù)據(jù)的時序圖如 下 圖所示： 圖 44 讀取 MPU6050 圖 45 寫 MPU6050 由圖知 ，在讀寫 MPU6050 的時候單片機需要在 Master Transmitter Mode 和 Master Receiver Mode 之間切換，在此不再贅述。 傳感器數(shù)據(jù)采集模塊關鍵程序段說明 該模塊的主要作用是通過 IIC總線協(xié)議讀取 MPU6050傳感器模塊獲得的加速度和陀螺儀原始數(shù)據(jù)，故只要按著上述讀寫時序一步步完成即可。但傳感器數(shù)據(jù)為 16位，而 IIC總線每個數(shù)據(jù)幀只能讀 8位數(shù)據(jù)。 MPU6050通過 IIC先發(fā)送寄存器高 8位數(shù)據(jù)，再發(fā)送低 8位，如此一來，就需要利用位移語句，將首先接收到的 8位數(shù)據(jù)緩存 ，再左移 8位，再和后發(fā)送的低 8位數(shù)據(jù)做位與運算，使得他們?nèi)诤蠟橐粋€ 16位數(shù)據(jù)。要注意這里的 16位數(shù)據(jù)是有符號的。 兩 8位融合成 16位數(shù)據(jù)程序段如下： if(reg==0x3B){ RAW_ACC_X = ((rawADC[0]8)|(rawADC[1]))。 RAW_ACC_Y = ((rawADC[2]8)|(rawADC[3]))。 RAW_ACC_Z = ((rawADC[4]8)|(rawADC[5]))。 }else{ RAW_GYRO_X = ((rawADC[0]8)|(rawADC[1]))。 RAW_GYRO_Y = ((rawADC[2]8)|(rawADC[3]))。 RAW_GYRO_Z = ((rawADC[4]8)|(rawADC[5]))。 } 姿態(tài)解算模塊 姿態(tài)解算原理 姿態(tài)解算模塊的主要功能有兩個，一個是對傳感器獲得的加速度計和陀螺儀數(shù)據(jù)進行處理獲得各自所計算出來的飛行器此時的歐拉角，第二個是通過傳感器數(shù)據(jù)融合計算，得到飛行器此刻的姿態(tài)角準確值。 利用加速度計數(shù)據(jù)計算歐拉角使用的是三角函數(shù)方法。其原理如下圖 46 所示 圖 46 加速度傳感器傾斜檢測示意圖 利用三軸加速度計進行傾斜檢測的一種方法是基于一個參照點分別確定加速度計各個軸的角度。參照點取器件的典型取向 ,其中 X軸和 Y 軸位于水平面內(nèi) (0g場 ),Z 軸與水平線垂直 (1g場 )。如圖 所示 ,其中 為水平線與加速度計 X 軸的夾角 , 為水平線與加速度計 Y軸的夾角看 , 為重力矢量與 Z軸的夾角。在 X 軸和 Y軸的起點 0g處以及 Z軸上 1g處 ,計算得到的所有角度均為 0 度。由基本三角函數(shù)可知 ,可利用下列公式計算傾斜角度 [12]。 但是飛行器時刻是運動的 ,加速度計測得的數(shù)據(jù)中就不 可避免的含有運動加速度 ,因此只利用加速度計求出旳飛行器姿態(tài)具有較大的誤差 ,所以就需要一定的算法來估計加速度計的誤差 ,實時修正飛行器的姿態(tài) [13]。 陀螺儀測量的是集體繞著某軸轉(zhuǎn)動的角速度，由于原理較為復雜，這里不加敘述。 濾波的方法有很多，商業(yè)四軸飛行器為了保證穩(wěn)定性一般都使用復雜的卡爾曼濾波。但是卡爾曼濾波運算復雜，加長程序循環(huán)時間，會造成諸如陀螺儀積分漂移增加等情況，故本文采用互補濾波方式進行濾波?；パa濾波計算簡單，設計方便，可以很好的實現(xiàn)數(shù)據(jù)的融合。 互補濾波器是一種頻域特性濾波器 ,經(jīng)常用來融合 由不同傳感器測量得到的具有相似物理意義的數(shù)據(jù) ,摒棄每個數(shù)據(jù)的缺點從而估算出準確的參數(shù)。嚴格意義上講 ,互補濾波器包含兩種或兩種以上的頻率特性互補的傳遞函數(shù)。例如常見的兩輸入系統(tǒng) ,兩個輸入量的物理意義相同 ,但是某個輸入量也含高頻噪聲 ,需要加低通濾波器以濾除噪聲 。另外一個輸入量包含低頻噪聲干擾 ,因此需要高頻濾波器除去低頻噪聲。低通濾波器與高通濾波器頻率特性互補 ,所以最終的輸出是濾除噪聲的準確的數(shù)據(jù) [14]。 陀螺儀響應速度快 ,但是會受到零點隨溫度漂移產(chǎn)生低頻干擾；加速度傳感器用來測量重力加速度矢量 ,響應速度也非 常高 ,但是會因為微小擾動產(chǎn)生高頻噪音干擾；數(shù)字羅盤測量當?shù)氐卮艌鍪噶?,數(shù)據(jù)測量比較準確 ,但響應速度較慢，也會受電機電磁場的高頻干擾而陀螺儀的數(shù)字積分又不可避免的帶來積分漂移問題，由此可知，三種傳感器測量相同的量在頻域內(nèi)特性互補 ,濾波算法實現(xiàn)兩個信號的融合是很合適的 [15]。 互補濾波主要是對加速度傳感器數(shù)據(jù)進行低通濾波以削去高頻分量，一般而言高平分量即為加速度傳感器的擾動量；對陀螺儀進行高通濾波，濾去低頻分量，低頻分量意味著信號中頻率較低周期較長的部分，這樣一來便可濾去加速度陀螺儀積分漂移產(chǎn)生的 誤差，在完成濾波之后，就能獲得四軸飛行器的較為準確的姿態(tài)角。 姿態(tài)解算模塊關鍵程序段說明 姿態(tài)解算模塊的作用就是實時獲得飛行器準確的飛行姿態(tài)，由此這個模塊里最關鍵的程序段就是互補濾波算法了?；パa濾波器已在前文中完成了設計，但可以從前文中發(fā)現(xiàn)，微分時間 dt的大小嚴重影響該濾波器的性能，所以要嚴格控制 dt大小不變。 dt是每兩次采樣的時間間隔，通過如下程序段控制 dt為 STD_LOOP_TIME不變。 Time1 = time2。 // 上一次采樣時刻 (ms) time2 = millis()。 // 當前時刻 (ms