【正文】 典型的情況說明了差分對一個非常重要的性質：當信號線與返回平面間的耦合度大于兩信號線間的耦合度時，返回路徑平面中將會出現(xiàn)明顯的返回電流。此時屏蔽層位置的改變將會輕微地改變差分阻抗。如果將平面移到更遠，每條線的單端特性阻抗增加，差分阻抗也會增加。并且返回平面中的電流不會出現(xiàn)重疊。圖中傳輸線為 50歐姆、 5 mil寬的 FR4帶狀線。流經信號線的電流將由下式決定： 因為兩條信號線由方向相反的兩個跳變信號驅動，電流從驅動流入線 1，然后流向返回路徑。當信號線相距非常近時，臨近信號線的存在會影響線 1的阻抗，這被稱為“臨近效應”。由于相鄰導線的感應渦流， L11將會有略微的減小 (最近時的減小量小于1％ )， L12會增加。耦合程度用單位長度上的互感電容 C12與互感電感 L12表示。下圖所示的就是一個差分線末端出現(xiàn)的模擬差分信號。對差分對來說，若兩線離得足夠遠，則每條線的單端阻抗 Z0為 50歐姆。而肖特基二極管具備以上的特征。傳輸線末端的信號反射，導致負載輸入端上的電壓升高超過 VCC 和二極管 D1 的正向偏值電壓，使得該二極管正向導通連接到 VCC 上，從而將信號的過沖嵌位在 VCC 和二極管的閾值電壓的和上。這是因為電容值較小的話會導致 RC 時間常數(shù)過小，這樣一來該 RC 電路就類型于一個尖銳信號沿發(fā)生器，從而引起信號的過沖與下沖；反之，較大的電容值會引入更大的功耗。 圖 5 戴維南終端匹配 阻抗匹配 ? 考慮到芯片的驅動能力，兩個電阻值的選擇必須遵循三個原則： ? 規(guī)則一： 兩電阻的并聯(lián)值與傳輸線的特征阻抗相等； ? 規(guī)則一： 與電源連接的電阻值不能太小，以免信號為低電平時驅動電流過大； ? 規(guī)則一： 與地連接的電阻值不能太小，以免信號為高電平時驅動電流過大。 ? 缺點：這種技術的缺點在于終端匹配電阻會帶來直流功耗，匹配電阻的值通常為 50Ω到 150Ω，所以在邏輯高和邏輯低狀態(tài)下都會有恒定的直流電流從驅動器流入驅動器的直流負載中。因此，對 TTL或 CMOS電路來說，不可能有十分正確的匹配電阻，只能折中考慮。而在接收端，由于傳輸線阻抗和接收器阻抗的不匹配，通常情況下接收器的輸出阻抗更高，這會導致大約同樣幅度值信號的反射，這稱之為附加的信號波形。 ? 阻抗不匹配會有什么不良后果？ ? 在高速的設計中，阻抗的匹配與否關系到信號的質量優(yōu)劣如果不匹配，則會形成反射，能量傳遞不過去，降低效率；會在傳輸線上形成駐波（簡單的理解，就是有些地方信號強，有些地方信號弱），導致傳輸線的有效功率容量降低；功率發(fā)射不出去，甚至會損壞發(fā)射設備。 特性阻抗跟我們通常理解的電阻不是一個概念，它與傳輸線的長度無關，也不能通過使用歐姆表來測量。 阻抗匹配 ? 阻抗匹配方式 ? 在高速的設計中，阻抗的匹配與否關系到信號的質量優(yōu)劣。 圖 3 串聯(lián)終端匹配 阻抗匹配 ? 優(yōu)點：串行連接終端匹配技術的優(yōu)點是這種匹配技術僅僅為每一個驅動器加入了一個電阻元件，因此相對于其它類型的電阻匹配技術來說匹配電阻的功耗是最小的，它沒有為驅動器增加任何額外的直流負載，并且也不會在信號線與地之間引入額外的阻抗。如果 R 同傳輸線的特征阻抗 Z0 匹配，那么匹配電阻將吸收造成信號反射的能量，而不管匹配電壓的值。不適用與驅動能力很小的 TTL或 CMOS電路。 ? 缺點：是會帶來直流功耗：單電阻方式的直流功耗與信號的占空比緊密相關？；雙電阻方式則無論信號是高電平還是低電平都有直流功耗。 圖 6 AC終端匹配 阻抗匹配 ? 優(yōu)點： AC 終端匹配技術的優(yōu)勢在于終端匹配電容阻斷了直流通路，因此節(jié)省了可觀的功率消耗，同時恰當?shù)剡x取匹配電容的值，可以確保負載端的信號波形接近理想的方波，同時信號的過沖與下沖又都很小。由于能量會通過二極管到電源和二極管到地的消耗，信號的反射會逐漸衰減，能量的損耗限制了信號反射的幅度，以維持信號的完整性。其中， V V2分別是信號線 1和信號線 2相對于共用返回路徑的信號電壓。它的電壓是每條信號線上電壓的兩倍： 2 Vone。 圖 9 差分電路和差分線對的遠端接收信號 差分信號的阻抗分析與計算 消除反射的一種方法就是在兩條信號線的末端跨接一個端接電阻來匹配差分阻抗。但是，負載電容 CL = C11+ C12改變不大。當間距大于 15 mil時，相對耦合減小至 1%，基本可忽略不計。驅動線的特性阻抗和驅動線上單位長度的電容有關： 當兩條信號線越靠越近時，線 1的阻抗將減小，但減小幅度不到 1%。此時流經信號線 1的電流為： 由上面的分析可知，當?shù)诙l臨近信號線存在時，信號線 1的特性阻抗不是一個特定的值，這個值還取決于臨近信號線的驅動情況。正如上面所提到的，此時每條線的阻抗將因為彼此的耦合而減小，而差分阻抗仍是每條線特性阻抗的兩倍。 對一對共用返回導體的單端傳輸線來說，如果返回導體距信號線足夠遠，那么差分信號的返回導體電流分布就會相互重疊，相互抵消。如下圖所示： 圖 15 不同距離時邊緣耦合微帶線的單端阻抗和差分阻抗變化 差分信號的阻抗分析與計算 ? 雙絞線電纜 對屏蔽雙絞線來說，每條信號線的返回路徑都是屏蔽層。當兩個參考平面互相靠近并且傳輸線由差分信號來驅動時，兩個參考平面內也會出現(xiàn)各自獨立的明顯的返回電流。這種情況下平面影響不了差分信號，將它移走不會影響到差分阻抗。有兩種拓撲結構來實現(xiàn)端接 —— T型結構和 Π 型結構。例如：差分線的不對稱、驅動器端的偏斜、兩種差分驅動器跳變時的錯位等等。 (3) 很小的驅動器錯位都能產生明顯的共模信號。對于一個小的環(huán)形接收天線，當它在地平面之上的場中工作時 (自由空間不是一個典型環(huán)境 )，這個 RF能量可以近似表示為： 16 2 s263 10 ( ) ( )?? ? ? ? ?E f A I I r差分信號設計中存在的問題 及其解決方案 輻射傳播可以用一個攜帶 RF干擾電流的小環(huán)形天線來模擬 (圖 23)。其典型的發(fā)生條件是電流從導電平面內意料之外的通路流過。 差分信號設計中存在的問題 及其解決方案 ? 干擾線對差分信號的影響 如果將一根單端傳輸線靠近差分對，那么由于來自動態(tài)單端信號線的耦合，差分對的兩條信號線中都會出現(xiàn)信號電壓。緊耦合大約可將差分噪聲減少到 50％。這就是為什么要在外接雙絞線電纜中加入共模扼流器的重要原因。 差分信號設計中存在的問題 及其解決方案 ? PCB中的差分走線原則 ? PCB中差分線布線的誤區(qū) ? 和普通單端信號的走線相比，差分信號的優(yōu)勢體現(xiàn)在 (1) 抗干擾能力強，外界的共模噪聲可以被完全抵消。 ? 規(guī)則二：差分線的布線要緊