【正文】 阻抗 Z0 的值匹配才能消除信號的反射，而電容的值的挑選卻十分復(fù)雜。 圖 6 AC終端匹配 阻抗匹配 ? 優(yōu)點： AC 終端匹配技術(shù)的優(yōu)勢在于終端匹配電容阻斷了直流通路，因此節(jié)省了可觀的功率消耗，同時恰當?shù)剡x取匹配電容的值，可以確保負載端的信號波形接近理想的方波，同時信號的過沖與下沖又都很小。 阻抗匹配 ? 肖特基二極管終端匹配技術(shù) 肖特基二極管終端匹配技術(shù)也稱之為二極管終端匹配技術(shù)，由兩個肖特基二極管組成。由于能量會通過二極管到電源和二極管到地的消耗，信號的反射會逐漸衰減，能量的損耗限制了信號反射的幅度，以維持信號的完整性。所以要想發(fā)揮二極管終端匹配技術(shù)的這種優(yōu)勢可以采用具有較小的 TON、 VF 和 TRR 的二極管作為終端匹配元件來保持信號的完整性。其中， V V2分別是信號線 1和信號線 2相對于共用返回路徑的信號電壓。這個定義是計算差分阻抗的基礎(chǔ)，其微妙之處在于怎樣定義信號的電壓和電流。它的電壓是每條信號線上電壓的兩倍： 2 Vone。這種多次反射就會產(chǎn)生噪聲，影響信號質(zhì)量。 圖 9 差分電路和差分線對的遠端接收信號 差分信號的阻抗分析與計算 消除反射的一種方法就是在兩條信號線的末端跨接一個端接電阻來匹配差分阻抗。 圖 10 差分對遠端接收到的差分信號 差分信號的阻抗分析與計算 ? 耦合時的差分阻抗 當兩條帶狀線相距越來越近時，它們邊緣的電場和磁場會重疊，二者之間的耦合程度也會越來越強。但是，負載電容 CL = C11+ C12改變不大。下圖所示為單位長度上環(huán)路自感 L11的變化和單位長度上環(huán)路互感 L12隨兩線的邊緣舉例的變化。當間距大于 15 mil時，相對耦合減小至 1%，基本可忽略不計。特性阻抗與 C11呈反比關(guān)系： 式中， Z0為線上的特性阻抗； C11為信號線與返回通路之間的電容。驅(qū)動線的特性阻抗和驅(qū)動線上單位長度的電容有關(guān)： 當兩條信號線越靠越近時，線 1的阻抗將減小，但減小幅度不到 1%。這個變化的電壓將是線 1與其回路上電壓的兩倍，即V12 = 2V11。此時流經(jīng)信號線 1的電流為： 由上面的分析可知，當?shù)诙l臨近信號線存在時，信號線 1的特性阻抗不是一個特定的值，這個值還取決于臨近信號線的驅(qū)動情況。 圖 給出了這三種情況下，信號線 1的單端特性阻抗隨兩信號線間距的變化情況。正如上面所提到的，此時每條線的阻抗將因為彼此的耦合而減小，而差分阻抗仍是每條線特性阻抗的兩倍。 圖 14 減小兩線的間距時 50歐姆帶狀線的差分阻抗變化情況 差分信號的阻抗分析與計算 ? 返回電流分布對阻抗的影響 當差分對的兩信號線間距比較大時，兩線間的耦合度比較小，在這種情況下，如果用差分信號來驅(qū)動它們，除了信號線中會出現(xiàn)電流外，返回平面中也會出現(xiàn)與之大小相等，方向相反的電流。 對一對共用返回導(dǎo)體的單端傳輸線來說，如果返回導(dǎo)體距信號線足夠遠，那么差分信號的返回導(dǎo)體電流分布就會相互重疊，相互抵消。則返回平面上有明顯電流的分布，平面的存在影響了差分阻抗。如下圖所示： 圖 15 不同距離時邊緣耦合微帶線的單端阻抗和差分阻抗變化 差分信號的阻抗分析與計算 ? 雙絞線電纜 對屏蔽雙絞線來說，每條信號線的返回路徑都是屏蔽層。當屏蔽層距雙絞線線非常近時，兩條雙絞線偏離中心軸的位置將導(dǎo)致它們在屏蔽層中的返回電流分布稍有不同。當兩個參考平面互相靠近并且傳輸線由差分信號來驅(qū)動時，兩個參考平面內(nèi)也會出現(xiàn)各自獨立的明顯的返回電流。下圖示出了平面間距增加時，信號線與平面間單端特性阻抗和兩信號線間差分阻抗的變化。這種情況下平面影響不了差分信號，將它移走不會影響到差分阻抗。當?shù)仄矫姘l(fā)生不連續(xù)的時候，無參考平面的區(qū)域，差分走線之間的耦合才會提供主要的回流通絡(luò)，盡管參考平面的不連續(xù)對差分走線的影響沒有對普通的單端走線來的嚴重，但還是會降低差分信號的質(zhì)量，增加 EMI。有兩種拓撲結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)端接 —— T型結(jié)構(gòu)和 Π 型結(jié)構(gòu)。此時每條信號線的特性阻抗被稱 為奇模特性阻抗，簡稱為奇模阻抗。例如：差分線的不對稱、驅(qū)動器端的偏斜、兩種差分驅(qū)動器跳變時的錯位等等。圖 21和 22分別反映的就是共模信號在遠端未被端接與被端接兩種情況下電壓信號與差分信號及共模信號的關(guān)系。 (3) 很小的驅(qū)動器錯位都能產(chǎn)生明顯的共模信號。如果給定一對導(dǎo)線或走線、一個返回參考源，那么這兩種模式中的一種將存在，通常是都存在的。對于一個小的環(huán)形接收天線，當它在地平面之上的場中工作時 (自由空間不是一個典型環(huán)境 )，這個 RF能量可以近似表示為： 16 2 s263 10 ( ) ( )?? ? ? ? ?E f A I I r差分信號設(shè)計中存在的問題 及其解決方案 輻射傳播可以用一個攜帶 RF干擾電流的小環(huán)形天線來模擬 (圖 23)。 圖 23 電路組成部分之間的環(huán)路區(qū)域 差分信號設(shè)計中存在的問題 及其解決方案 ? 共模輻射 共模輻射是由于在電路設(shè)計之外的電壓降造成的，該電壓降導(dǎo)致電路的一些接地的電壓比真實的參考地面高。其典型的發(fā)生條件是電流從導(dǎo)電平面內(nèi)意料之外的通路流過。 cm?E fI L R差分信號設(shè)計中存在的問題 及其解決方案 ? 減小雙絞線上共模電流輻射的三種方法 (1) 將差分對之間的不對稱和驅(qū)動器之間的錯位降到最低，從而使差分信號到共模信號的轉(zhuǎn)化降到最低限度。 差分信號設(shè)計中存在的問題 及其解決方案 ? 干擾線對差分信號的影響 如果將一根單端傳輸線靠近差分對，那么由于來自動態(tài)單端信號線的耦合，差分對的兩條信號線中都會出現(xiàn)信號電壓。 圖 24 不同耦合差分線的差分噪聲 差分信號設(shè)計中存在的問題 及其解決方案 在圖 24中，緊耦合時的線間距等于線寬，弱耦合時的線間距是線寬的 2倍。緊耦合大約可將差分噪聲減少到 50％。緊耦合方式下 (線間距等于線寬 )，共模噪聲大約為 ％；弱耦合方式下 (線間距等于線寬的 2倍 )，共模噪聲大約為 ％。這就是為什么要在外接雙絞線電纜中加入共模扼流器的重要原因。從而減小了對信號線的限制，使電路板的布板約束和版圖設(shè)計更容易。 差分信號設(shè)計中存在的問題 及其解決方案 ? PCB中的差分走線原則 ? PCB中差分線布線的誤區(qū) ? 和普通單端信號的走線相比，差分信號的優(yōu)勢體現(xiàn)在 (1) 抗干擾能力強，外界的共模噪聲可以被完全抵消。 (2) 認為保持等間距比匹配線長更重要。 ? 規(guī)則二：差分線的布線要緊密。 ? 規(guī)則三：走線之間的間隔必須在整個長度范圍內(nèi)保持恒