【正文】 9。迭代次數(shù)39。M=4。 filtmsg=filter(channel,1,modmsg)。 demodmsg=qamdemod(eqmsg,M)。 trainlen=500。[eqmsg yd e]=equalize(eq,filtmsg,trainmsg)。blue*39。ISI信道自適應(yīng)均衡系統(tǒng)仿真39。 n=5000。)。)。r*39。trainmsg=modmsg(1:trainlen)。 order=11。 [eqmsg yd e]=equalize(eq,filtmsg,trainmsg)。 trainlen=500。fontsize39。)。)。 symerr_noeq2(i)=sum((demodmsg_noeq(trainlen+1:len)~=msg(trainlen+1:len)))/(lentrainlen)。 filtmsg=filter(channel,1,modmsg)。)。 endscatterplot(modmsg,1,0,39。 eq=lineareq(order,lms(u))。 modmsg=qammod(msg,M)。我還要感謝我的家人，是他們的無限關(guān)愛使我能順利完成大學(xué)的學(xué)習(xí)，是他們在我遇到難題時給我及時的幫助與無限的動力！最后，對參加論文評審和答辯的各位老師致以最誠摯的致謝!大連交通大學(xué) 2022屆本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 26參考文獻(xiàn)[1] MATLAB 實現(xiàn)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2022.[2] [M]. 北京：國防工業(yè)出版社 (第二版)，2022.[3] Bussgang 技術(shù)盲均衡算法的研究 [D].太原，太原理工大學(xué)電路與系統(tǒng)專業(yè)，2022.[4] 張輝. 現(xiàn)代通信原理與技術(shù)[M]. 西安：西安電子科技大學(xué)出版社， 2022.[5] [M]. 北京：電子工業(yè)出版社， 2022.[6] [M]. 北京：科學(xué)出版社，2022 .[7] [M]. 西安：西安電子科技大學(xué)出版社， 2022.[8] 及其在理工課程中的應(yīng)用指南 [M].西安：西安電子科技大學(xué)出版社，2022.[9] (第四版 )[M].北京：國防工業(yè)出版社， 2022.[10] [M]. 北京：國防工業(yè)出版社，2022.[11] 邱天爽，張旭秀，李小兵等. 統(tǒng)計信號處理 非高斯信號處理及其應(yīng)用[M].北京：電子工業(yè)出版社，2022.[12] 李妍. 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()xdoptR?將 代入()式得最小均方差值optw ()optxdnEe?)}({)(22利用()式求得最佳權(quán)系數(shù)向量的精確解需要知道 和 的先驗統(tǒng)計知識，而且xdR還需要進(jìn)行矩陣求逆等運(yùn)算。采用最小均方差的均衡Widrow器比迫零算法均衡器要穩(wěn)定一些，它的依據(jù)是最小均方誤差，即理想信號 與濾波器)(nd實際輸出 之差 的平方的期望值 最小，并且根據(jù)這個依據(jù)來修改權(quán)系數(shù))(ny)(e)}({2neE。對于迫零準(zhǔn)則，調(diào)整均衡器系數(shù)使穩(wěn)定后的所有樣值沖擊響應(yīng)具有最小的碼間干擾；而 MMSE 準(zhǔn)則的均衡器系數(shù)調(diào)整是為了使期望信號 和均衡器輸出信號 之間的均方誤差最小。判決反饋均衡器的結(jié)構(gòu)具有許多優(yōu)點，當(dāng)判決差錯對性能的影響可忽略時 DFE 優(yōu)于線性均衡器，顯而易見相對于線性均衡器加入判決反饋部分得到性能上相當(dāng)大的改善，反饋部分消除了由先前被檢測符號引起的符號間干擾，例如相對于 LTE 較小的噪聲增益和 MSE、相對于 MLSE 和格型結(jié)構(gòu)的低運(yùn)算復(fù)雜度、相對于橫向結(jié)構(gòu)更容易達(dá)到穩(wěn)定性能等等 。判決反饋均衡器既可以直接由橫向濾波器實現(xiàn)，也可由格型濾波器實現(xiàn)。無論是基于)(nd)(nyMMSE 準(zhǔn)則還是迫零準(zhǔn)則無限抽頭的線性橫向均衡器在無噪聲情況下直觀上都是信道的逆濾波器，如果考慮兩種準(zhǔn)則間會有差別 。]4[時域均衡器線性均衡器 非線性均衡器 橫向濾波器 格型濾波器判決反饋均衡器 最大似然序列估計橫向濾波器 格型濾波器 信道估計圖 26 時域均衡器的分類 線性橫向均衡器結(jié)構(gòu)(LTE)線性橫向均衡器是自適應(yīng)均衡方案中最簡單的形式，它的基本框圖如圖 27 所示，它是由多級抽頭延遲線、可變增益電路以及求和器組成的線性系統(tǒng)。為了能有效的消除碼間干擾，均衡器需要周期性的做重復(fù)訓(xùn)練。自適應(yīng)均衡器一般包含兩種工作模式，即訓(xùn)練模式和跟蹤模式。)(tnRn由于 是隨機(jī)的，要想通過各項互相抵消使碼間干擾為 0 是不可能的，這就需要對a的波形提出要求，如果相鄰碼元的前一個碼元的波形到達(dá)后一個碼元抽樣判決時刻時)(th已經(jīng)為衰減為 0，就能滿足要求。在加性高斯白噪聲(AWGN) 信道中實現(xiàn)信號的全通或者非色散幾乎是不可能的。為了使碼間干擾減少到最少的程度，就需要采用自適應(yīng)均衡技術(shù)。它可分為有線信道和無線信道兩大類。因此接收到的信號已經(jīng)發(fā)生了嚴(yán)重的畸變從而產(chǎn)生碼間干擾，自適應(yīng)均衡器能夠補(bǔ)償信道所產(chǎn)生的畸變，并且根據(jù)接收信號的變化自動調(diào)節(jié)均衡器的抽頭系數(shù)，以跟蹤信道的時變特性。因此我們有必要設(shè)計出與之相適應(yīng)的各種信道均衡方法，以提高系統(tǒng)性能是十分必要的。盲均衡的優(yōu)點是可以降低發(fā)送訓(xùn)練序列所增加的額外開銷，適用于不可能發(fā)送訓(xùn)練序列的情況?；谟?xùn)練序列的自適應(yīng)均衡器最早在二十世紀(jì)六十年代提出。因此人們把研究的重點放在了實現(xiàn)簡單、性能較好的非線性均衡器上。調(diào)整濾波器抽頭系數(shù)的方法有手動調(diào)整和自動調(diào)整。例如，在蜂窩式移動通信中，電磁波會因為碰撞到建筑物或者其他物體而產(chǎn)生反射、散射、繞射，此外發(fā)射端和接收端還會受到周圍環(huán)境的干擾，從而產(chǎn)生時變現(xiàn)象，其結(jié)果為信號能量會不止一條路徑到達(dá)接收天線，我們稱之為多徑傳播。這種起補(bǔ)償作用的濾波器稱為均衡器。(外)研究現(xiàn)狀均衡技術(shù)最早應(yīng)用于電話信道，由于電話信道頻率特性不平坦和相位的非線性引起時間的彌散，使用加載線圈的均衡方法來改進(jìn)傳送語音用的雙絞線電纜的特性。前饋濾波器與橫向濾波器結(jié)構(gòu)相同，反饋濾波器以對先前被檢測符號的判決序列作為其輸入。至今廣泛應(yīng)用的自適應(yīng)算法有最小均方(LMS) 算法和盲均衡算法(CMA)等，他們的收斂特性和均衡性能己經(jīng)被人們深入的研究。半盲均衡就是同時利用盲方法所用的信息和來自已知符號的信息來完成信道均衡的方法。各章的主要內(nèi)容如下：第一章簡單介紹了均衡技術(shù)，以及其研究現(xiàn)狀與發(fā)展等。實際信道都不是理想的，均具有非理想的頻率響應(yīng)特性，同時還不可避免地存在著噪聲干擾和其他干擾。廣義信道又分為調(diào)制信道和編碼信道 。各種加性噪聲都可以認(rèn)為是一種起伏噪聲，且功率譜密度在很寬的范圍內(nèi)都是常數(shù)。最簡單的色散信道)(thc是沖擊響應(yīng)為理想低通濾波特性的帶限信道，傳輸信號經(jīng)過低通濾波器會在時域波形的邊緣產(chǎn)生重疊，從而使一個碼元擴(kuò)展到鄰近的碼元從而產(chǎn)生碼間干擾(ISI)，結(jié)果會惡化通信系統(tǒng)的誤碼性能 ，一個點對點的數(shù)字通信系統(tǒng)可以簡化為如圖 24 所示的模型。這也是消除碼間干sTt?0st2擾的基本思想。接收機(jī)處的均衡器將通過遞歸算法來評估信道特性，并且修正濾波器系數(shù)以對信道做出補(bǔ)償。而在移動均衡技術(shù)中新興的盲均衡技術(shù)是一種不借助于訓(xùn)練序列，僅利用接收序列本身的先驗信息來均衡信道特性，使其輸出序列盡量逼近發(fā)送序列的新興自適應(yīng)均衡技術(shù)，它能有效地補(bǔ)償信道的非理想特性，克服碼間干擾，減小誤碼率，提高通信質(zhì)量，較傳統(tǒng)的均衡技術(shù)更為簡單。T由()式可以看出，輸出序列的結(jié)果與輸入信號矢量 和均衡器的系數(shù)矢量)(nx有關(guān)，輸入信號經(jīng)過信道后發(fā)生畸變成為 ；均衡器系數(shù)矢量 應(yīng)根據(jù)信道的)(nw)(x)(w特性的改變進(jìn)行設(shè)計的，使 經(jīng)過線性橫向均衡器后使輸出的信號在抽樣點無碼間干)(nx擾。但是其結(jié)構(gòu)決定了兩個難以克服的缺點：一是噪聲的增強(qiáng)會使線性橫向均衡器無法均衡具有深度零點的信道——為了補(bǔ)償信道的深度零點，線性橫向均衡器必須具有高增益的頻率響應(yīng)，然而同時無法避免也會放大噪聲；二是線性均衡器與接收信號的幅度信息關(guān)系密切，而幅度會隨著多徑衰落信道中相鄰碼元的改變而改變，因此濾波器抽頭系數(shù)的調(diào)整不是獨立的。FFF 的輸入是接收濾波器的輸出，其作用和原理與前面討論的線性橫向均衡器類似；FBF 的輸入是判決器的先前輸出，其系數(shù)可被調(diào)整減弱先前符號對當(dāng)前符號的干擾 。 本章小結(jié)本章開始主要研究信道的特性，碼間干擾(ISI)形成的原因，而消除碼間干擾一般根據(jù)奈奎斯特第一準(zhǔn)則設(shè)計 ISI 最小化的帶限傳輸脈沖，成為 Nyquist 脈沖設(shè)計方法；從而消除由信道沖擊響應(yīng)產(chǎn)生的碼間干擾，通常稱之為均衡。實際上，選擇均方誤差準(zhǔn)則導(dǎo)致均衡器中濾波器沖擊響應(yīng)未知系數(shù)代價函數(shù)的二階相關(guān)性。 ]2[考慮如圖 31 所示的自適應(yīng) FIR 濾波器。正如前面所介紹的，這種方法是根據(jù)最優(yōu)化理論方法中的最速Widro下降法。 ?(4) = ，為混合 LMS 算法，其中 為一符號函數(shù) 。另外，在跟蹤階段，不發(fā)送訓(xùn)練序列，如果信道特性是快速變化的，均衡器的性能將迅速惡化 。下面將詳細(xì)介紹 算]1[ Busgan法 [4]。下面分析)(~nx)(nBusa非線性函數(shù) g(.)應(yīng)滿足的要求。Busga第一個發(fā)現(xiàn)，任何相關(guān)的高斯過程都具有() 描述的性質(zhì)，后來，Barret 和BusganLampard 推廣了 的結(jié)果，證明了所有具有指數(shù)衰減自相關(guān)函數(shù)的隨機(jī)過程都具usgan有這一性質(zhì)。pR}|)({|/|)(| 24nsEs