【正文】 性噪聲，其同樣會對信號傳輸產(chǎn)生影響。加性噪聲與信號獨立，并且始終存在，實際上只能采取措施減少加性噪聲的影響，大連交通大學(xué) 2022屆本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 4而不能徹底消除加性噪聲。各種加性噪聲都可以認為是一種起伏噪聲，且功率譜密度在很寬的范圍內(nèi)都是常數(shù)。因此，通常近似認為通信系統(tǒng)的噪聲是加性高斯白噪聲( )，AWGN其雙邊功率譜密度為 ())/(2)(0ZnHwP?自相關(guān)函數(shù)為 ())()(0??Rn式()說明，零均值高斯白噪聲在任意兩個不同時刻的取值是不相關(guān)的，因而也是統(tǒng)計獨立的。通信信道模型如圖 23 所示，發(fā)射端發(fā)送的信號 經(jīng)過信道傳送時，首先受信道傳)(ts輸?shù)挠绊?，再?jīng)由加性高斯白噪聲( )惡化，便成為接收端收接收到的信號。AWGN )(ts信道 + )(trAWGN 圖 23 通信信道仿真模型信號 經(jīng)過這樣一個信道濾波器，再和加性高斯白噪聲( )相疊加，)ts采用均值為 0 的隨機復(fù)數(shù)序列形式，經(jīng)過疊加的信號可以認為是接收端得接收信AWGN號 ，接下來就是對接收信號 進行均衡，其目的是恢復(fù)發(fā)送端的發(fā)射信號 。(tr )(tr )(ts 碼間干擾由前面的討論可知，大多數(shù)物理信道不僅是帶限，而且還會使信號產(chǎn)生失真，而失真對于數(shù)字通信來說最大的危害是產(chǎn)生碼間干擾，使得判決器發(fā)生誤判，從而系統(tǒng)的誤碼率上升。在加性高斯白噪聲(AWGN) 信道中實現(xiàn)信號的全通或者非色散幾乎是不可能的。根據(jù)圖 23，可以得出常用的信道數(shù)學(xué)模型為 ())(*)(tnhtsrc??式中 是傳輸信號， 是信道沖擊響應(yīng)， 是功率譜為 的加性高斯白噪)(tsthc 2/0N聲。實質(zhì)上，我們是將信道的色散特性建模為一個線性濾波器 。最簡單的色散信道)(thc是沖擊響應(yīng)為理想低通濾波特性的帶限信道，傳輸信號經(jīng)過低通濾波器會在時域波形的邊緣產(chǎn)生重疊，從而使一個碼元擴展到鄰近的碼元從而產(chǎn)生碼間干擾(ISI)，結(jié)果會惡化通信系統(tǒng)的誤碼性能 ，一個點對點的數(shù)字通信系統(tǒng)可以簡化為如圖 24 所示的模型。]4[圖中， 為發(fā)送濾波器的輸入符號序列，在二進制情況下， 取值為 0,1 或??na na1,+1。為了便于分析方便，假設(shè)用沖擊脈沖序列 來代表數(shù)據(jù)序列，間隔為 ，則送入)(tdsT發(fā)送濾大連交通大學(xué) 2022屆本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 5波器的波形 可寫成 )(td ()?????nsTtatd)()(?接收濾波器 ??na+ )(tn )(wGR }?{na發(fā)送濾波器 信道 )(wGT 抽樣判決器 )(C圖 24 數(shù)字通信系統(tǒng)等效模型此信號激勵發(fā)送濾波器時，發(fā)送濾波器的輸出信號為 ()???????nsTtgatgdts )()()(?式中， “*”是卷積符號； 是單個 作用下形成的發(fā)送波形，即發(fā)送濾波器的單位tg??沖擊響應(yīng)。若發(fā)送濾波器的傳輸特性為 ，則 由下式?jīng)Q定)(wGT)(t? ()dwetjtT21?????若假設(shè)信道的傳輸特性為 ，接收濾波器的傳輸特性為 ，則圖 24 所示的)(C)(GR數(shù)字通信系統(tǒng)的總傳輸特性 ())()(CwHT?其單位響應(yīng)為 ()????dwethjt)(21)(?是單個 作用下 形成的輸出波形。因此在序列 的作用下，接收濾波器輸)(th?)(出的信號可以表示為 ())(()()( tnTthatnthdty RsnR?????????式中， 是加性噪聲 經(jīng)過接收濾波器后輸出的噪聲。)(tnRn由于 是隨機的，要想通過各項互相抵消使碼間干擾為 0 是不可能的，這就需要對a的波形提出要求，如果相鄰碼元的前一個碼元的波形到達后一個碼元抽樣判決時刻時)(th已經(jīng)為衰減為 0，就能滿足要求。但這樣的波形不易實現(xiàn)，因為實際中 的波形有很長)(th的“拖尾” 。也正是由于每個碼元的“拖尾”造成對相鄰碼元的干擾，但只要讓它在, 等后面碼元抽樣時刻上正好為 0，就能消除碼間干擾。這也是消除碼間干sTt?0st2擾的基本思想。 均衡器原理 大連交通大學(xué) 2022屆本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 6理論和實踐證明，在數(shù)字通信系統(tǒng)中插入一種可調(diào)濾波器可以校正和補償系統(tǒng)特性，減少碼間干擾的影響。這種起補償作用的濾波器稱為均衡器。圖 25 是帶均衡器的數(shù)字通信系統(tǒng)的等效模型： ??,na??wGrC信道+ ??wGR接收濾波器 ??E抽樣判決器均衡器??tn??na發(fā)送濾波器圖 25 帶均衡器的數(shù)字通信系統(tǒng)的等效模型均衡器通常是用濾波器來實現(xiàn)的，使用濾波器來補償失真的脈沖，判決器得到的解調(diào)輸出樣本，是經(jīng)過均衡器修正過的或者清除了碼間干擾之后的樣本。其中自適應(yīng)均衡器直接從傳輸?shù)膶嶋H數(shù)字信號中根據(jù)某種算法不斷調(diào)整增益，因而能適應(yīng)信道的隨機變化，使均衡器總是保持最佳的狀態(tài)，從而有更好的失真補償性能。自適應(yīng)均衡器一般包含兩種工作模式，即訓(xùn)練模式和跟蹤模式。首先，發(fā)射機發(fā)射一個己知的定長的訓(xùn)練序列，以便接收機處的均衡器可以做出正確的設(shè)置。典型的訓(xùn)練序列是一個二進制偽隨機信號或是一串預(yù)先指定的數(shù)據(jù)位，而緊跟在訓(xùn)練序列后被傳送的是用戶數(shù)據(jù)。接收機處的均衡器將通過遞歸算法來評估信道特性，并且修正濾波器系數(shù)以對信道做出補償。在設(shè)計訓(xùn)練序列時，要求做到即使在最差的信道條件下，均衡器也能通過這個訓(xùn)練序列獲得正確的濾波系數(shù)。這樣就可以在收到訓(xùn)練序列后，使得均衡器的濾波系數(shù)已經(jīng)接近于最佳值。而在接收數(shù)據(jù)時，均衡器的自適應(yīng)算法就可以跟蹤不斷變化的信道，自適應(yīng)均衡器將不斷改變其濾波特性。均衡器從調(diào)整參數(shù)至形成收斂，整個過程是均衡器算法、結(jié)構(gòu)和通信變化率的函數(shù)。為了能有效的消除碼間干擾，均衡器需要周期性的做重復(fù)訓(xùn)練。在數(shù)字通信系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)是被分為若干段并被放在相應(yīng)的時間段中傳送的，每當(dāng)收到新的時間段，均衡器將用同樣的訓(xùn)練序列進行修正。均衡器一般被放在接收機的基帶或中頻部分實現(xiàn)，基帶包絡(luò)的復(fù)數(shù)表達式可以描述帶通信號波形，所以信道響應(yīng)、解調(diào)信號和自適應(yīng)算法通常都可以在基帶部分被仿真和實現(xiàn)。而在移動均衡技術(shù)中新興的盲均衡技術(shù)是一種不借助于訓(xùn)練序列，僅利用接收序列本身的先驗信息來均衡信道特性，使其輸出序列盡量逼近發(fā)送序列的新興自適應(yīng)均衡技術(shù)，它能有效地補償信道的非理想特性，克服碼間干擾，減小誤碼率，提高通信質(zhì)量，較傳統(tǒng)的均衡技術(shù)更為簡單。 均衡器的分類大連交通大學(xué) 2022屆本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 7均衡器從結(jié)構(gòu)上可以被分為兩類：線性均衡器和非線性均衡器。如果接收機中判決結(jié)果經(jīng)過反饋用于均衡器的參數(shù)調(diào)整，則為非線性結(jié)構(gòu)；反之，則為線性均衡器。實現(xiàn)均衡的濾波器結(jié)構(gòu)有很多種，而且每種結(jié)構(gòu)在實現(xiàn)時又有許多種算法。圖 26 是按均衡器所使用類型、結(jié)構(gòu)和算法的不同，對常用的均衡技術(shù)了進行了分類 。]4[時域均衡器線性均衡器 非線性均衡器 橫向濾波器 格型濾波器判決反饋均衡器 最大似然序列估計橫向濾波器 格型濾波器 信道估計圖 26 時域均衡器的分類 線性橫向均衡器結(jié)構(gòu)(LTE)線性橫向均衡器是自適應(yīng)均衡方案中最簡單的形式，它的基本框圖如圖 27 所示，它是由多級抽頭延遲線、可變增益電路以及求和器組成的線性系統(tǒng)。其抽頭間隔為碼元的周期 T，它把所收到的信號的當(dāng)前值和過去值按濾波器系數(shù)做線性迭加，并把生成的和作為輸出。 … …….. ∑ )(ny Lw?…………… ………... 0w……………..……….. Lw sT sT sT s)(nx )(Lnx? )(Lnx? 大連交通大學(xué) 2022屆本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 8圖 27 線性橫向均衡器令 表示圖 27 中線性均衡器中濾波系數(shù)的矢量，也就是)(nw ... ... ] ，L??[)(1nw)(0)(1nwL?LT表示均衡器輸入信號矢量，也就是x ... ... ] ，()x?x)?)(Lnx?T則輸出信號 可以表示為ny ()????Li Tiinny)()(式中上角“ ”表示矩陣的轉(zhuǎn)置。T由()式可以看出，輸出序列的結(jié)果與輸入信號矢量 和均衡器的系數(shù)矢量)(nx有關(guān)，輸入信號經(jīng)過信道后發(fā)生畸變成為 ；均衡器系數(shù)矢量 應(yīng)根據(jù)信道的)(nw)(x)(w特性的改變進行設(shè)計的，使 經(jīng)過線性橫向均衡器后使輸出的信號在抽樣點無碼間干)(nx擾。經(jīng)過推導(dǎo)可得線性均衡器系數(shù)矢量完全由信道的傳遞函數(shù)來確定 ，如果信道的特]6[性發(fā)生了變化，相應(yīng)的系數(shù)矢量也隨之變化，這樣才能保證均衡后在抽樣時刻上無碼間干擾。假設(shè)期望信號為 ，則誤差輸出序列為 為)(nd)(ne = = () e)(yd)(xwT顯然，自適應(yīng)均衡器的原理是用誤差序列 按照某種準則和算法對其系數(shù) 進)(nw行調(diào)整，最終使自適應(yīng)均衡器的代價（目標(biāo)）函數(shù)最小，達到最佳均衡的目的。實際應(yīng)用中，均衡系數(shù)可通過迫零準則或最小均方準則（MMSE）獲得。對于迫零準則，調(diào)整均衡器系數(shù)使穩(wěn)定后的所有樣值沖擊響應(yīng)具有最小的碼間干擾；而 MMSE 準則的均衡器系數(shù)調(diào)整是為了使期望信號 和均衡器輸出信號 之間的均方誤差最小。無論是基于)(nd)(nyMMSE 準則還是迫零準則無限抽頭的線性橫向均衡器在無噪聲情況下直觀上都是信道的逆濾波器，如果考慮兩種準則間會有差別 。在 MMSE 準則下，均衡器抽頭對加性噪聲]4[和信道畸變均進行補償，補償包括相位和幅度兩個方面；而基于迫零準則的 LTE 忽略噪聲的影響。線性橫向均衡器最大的優(yōu)點是其結(jié)構(gòu)非常簡單，容易實現(xiàn)，因此在各種數(shù)字通信系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。但是其結(jié)構(gòu)決定了兩個難以克服的缺點：一是噪聲的增強會使線性橫向均衡器無法均衡具有深度零點的信道——為了補償信道的深度零點，線性橫向均衡器必須具有高增益的頻率響應(yīng)，然而同時無法避免也會放大噪聲；二是線性均衡器與接收信號的幅度信息關(guān)系密切，而幅度會隨著多徑衰落信道中相鄰碼元的改變而改變，因此濾波器抽頭系數(shù)的調(diào)整不是獨立的。由于以上兩點線性橫向均衡器在畸變嚴重的信道和低信噪比環(huán)境中性能較差，而且濾波器的抽頭調(diào)整相互影響，從而需要更多的抽頭數(shù)目。大連交通大學(xué) 2022屆本科生畢業(yè)設(shè)計（論文） 9 判決反饋均衡器(DFE)諸如 LTE 的線性均衡器為了補償信道的深度零點而增大增益從而也放大了噪聲，因此在有深度零點的帶通信道中線性均衡器性能不佳。然而，對于這樣的惡性信道，判決反饋均衡器由于存在著不受噪聲增益影響的反饋部分因而性能優(yōu)于線性橫向均衡器 。]7[判決反饋均衡的基本方法是一旦信息符號經(jīng)檢測和判決以后，就可以在檢測后續(xù)符號之前預(yù)測并消除由這個信息符號帶來的碼間干擾。判決反饋均衡器既可以直接由橫向濾波器實現(xiàn)，也可由格型濾波器實現(xiàn)。判決反饋均衡器的結(jié)構(gòu)示意圖如圖 28 所示。包括兩個抽頭延遲濾波器：一個是前饋濾波器(FFF)，另一個是反饋濾波器(FBF)。FFF 的輸入是接收濾波器的輸出，其作用和原理與前面討論的線性橫向均衡器類似；FBF 的輸入是判決器的先前輸出，其系數(shù)可被調(diào)整減弱先前符號對當(dāng)前符號的干擾 。均衡器