【正文】 阻，須配置其原邊電阻。運放U9構成電平極性轉換級，把雙極性信號按比例轉換成單極性信號。輸出電壓與輸入電流的關系為:；則:。MAX4351(IC3B)及其外圍阻容網絡組成二階高通濾波器。原邊額定電壓UPN為200V,測量范圍VP為:0 ～；副邊額定電流為25mA，轉換比KN為200V/25mA；總體精度是(TA=250C) ,響應時間15 u s ( 90% of Vpmax)。即使發(fā)生負載事故或使用不當，也可以保證IPM自身不受損壞。，PWM信號通過光耦進入IPM 。 DIPIPM緩沖電路框圖第五章 基于DSP的空間電壓矢量脈寬調制的實現(xiàn)空間電壓矢量脈寬調制(SVPWM)是從三相交流電動機的角度出發(fā)，三相交流電動機矢量控制的思路是:用坐標變換將三相靜止坐標系變?yōu)閮上嘈D坐標系來進行解禍，以速度調節(jié)為外環(huán)，電流調節(jié)為內環(huán)，通過控制電流來調節(jié)速度；而三相PWM整流器是通過控制電流來調節(jié)電壓，因而可以采用電機矢量控制的思路，形成電壓空間矢量PWM技術。變換矩陣和為:= （）則在坐標系下，系統(tǒng)的數學模型為: （）2) 坐標系下系統(tǒng)數學模型從a坐標系變換到兩相旋轉坐標系下的變換矩陣為:= （）從坐標系變換到坐a坐標系下的變換矩陣為:= ()由此可推導出旋轉坐標系的數學模型為: （）:從上式看出，此時仍然存在耦合，采用交流調速系統(tǒng)中的電壓前饋控制思想來實現(xiàn)三相電壓型PWM整流器的電流解耦控制，取新的變量，并且有 （）: （）式( )通過在電流調節(jié)器的輸出加了一級前饋補償環(huán)節(jié)，就可以將單獨控制，實現(xiàn)完全意義上的解耦。根據基本電壓矢量，和的不同組合順序，TMS320F2812芯片的事件管理器為SVPWM的實現(xiàn)提供了兩種開關方案，一種時由軟件決定開關觸發(fā)順序，然后通過比較單元生成PWM波形，這種方案可以表示為: ， ，； 另一種則是通過TMS320F218內部的SVPWM模塊生成PWM波形，可以表示為：。在一個PWM周期內的作用時間必須滿足下面條件：設某時給定電壓處于由和組成的扇區(qū)內，則可已由和按平行四邊形法則合成，又由于根據實部、虛部分別相等的原則，可以得到以下等式因為，代入上式求解得其中，就就是所求的占空比，和分別是給定電壓在和軸上的分量(和，都是標么值)。N123456扇區(qū)值261435同時，可以證明，只要輸出電壓滿足下面條件，即,(為SVPWM逆變器可輸出的最大電壓)，則N不可能為0或7。 對關鍵性的控制系統(tǒng)，系統(tǒng)的可靠性出現(xiàn)問題時會導致嚴重的后果。（1)獨立性原則對問題，任務進行分解時，應使各子任務之間最大地無關，而同在一個子任務的內容則強相關。軟件設計思想的文檔比程序清單更有價值。乘法和特殊除法甚至更糟。利用這種記法來區(qū)分定點表示與浮點表示尾數E指數。對應的有S15. 0～，它與Q表示法的對應關系如表51所示。指數有時稱為比例因子。所幸的是，ANSIC編譯器允許使用浮點數學，但這是有代價的；浮點數庫函數需要額外的ROM和RAM，但更為重要的是，它們需要比處理整數花消更多的時間。對于順序連接的模塊，前一模塊的輸出應盡可能地直接作為下一個模塊的輸入，避免再進行額外的格式轉換，正如流水線上的各道工序的嵌接，這樣才有高效率與可靠性。 為了提高軟件開發(fā)效率及軟件質量:可靠性、可測試性及可維護性，最有效的辦法就是養(yǎng)成結構化程序設計風格(Structured Programming)，結構化設計出來的子程序不但其本身具有模塊特性，單入口，單出口，而且其內部也是由若干子模塊組成。第六章 軟件設計 微機控制系統(tǒng)的絕大部分功能都是由軟件實現(xiàn)的，因此軟件的可靠性直接影響了系統(tǒng)的可靠性。 設當時，否則，；當時，否則，；當時，否則。下面就在TMS320F2812中實現(xiàn)硬件開關方案做詳細討論。規(guī)定每個橋臂上開關導通時為“1，下開關導通時為“0，則每個橋臂有“0”和“1”兩種工作狀態(tài)，三組橋臂共有種不同的開關組合，如圖所示:SVPWM技術就是用基本的空間矢量逼近給定所需參考電壓矢量。 全數字控制系統(tǒng)框圖1） a 坐標系的數學模型 采用數學意義上的空間坐標系變換概念，ABC坐標系下的三相系統(tǒng)可以變換成a兩相坐標系中。為了最大程度上濾除浪涌電壓，緩沖電容一般安裝在圖中②位置上，但是緩沖電容的充放電電流(配線自感和緩沖電容的諧振電流)會在旁路電阻上流動，當配線自感很大時，有可能產生由充放電電流過大而引起短路保護的誤動作現(xiàn)象。(5)輸入接口電路采用高電平驅動邏輯，消除了舊產品低電平驅動方式對電源投入和切斷時的時序要求，增強了模塊自保護能力。 交流側電壓電流相位頻率測量電路功率模塊IPM不僅把功率開關器件和驅動電路集成在一起，而且也集成了過電壓，過電流和過熱等故障檢測電路，如果IPM中有一種保護電路動作，IGBT柵驅動單元就會關斷并輸出一個故障信號FO，并將檢測信號送到CPU。 LV25200是LEM生產的內置原邊電阻的閉環(huán)電壓傳感器。運放MAX4351(IC3A)及外圍阻容網絡組成二階低通濾波器。)，響應時間小于400ns ( 90% vonIPN) ,且對不同的連接方法可選擇三種不同的原邊額定電流，對應三種副邊輸出電壓。電壓采樣信號調理電路如圖411所示。其原邊額定有效值= 2OmA，副邊額定有效值=50mA，測量范圍為(O士28mA)，測量最大電壓1400V，轉換率KN=2500:1000。如果用光耦隔離開，好處不言自明。F2812上有3類典型電源引腳:（1) CPU內核電源引腳()；（2) I/0電源引腳(1. 8V) ；（3)模擬電路電源引腳() ；本設計選擇電源芯片為TI公司的TPS767D318， ，其輸入電壓為5V，輸出電流為lA/lA系統(tǒng)復位電路電源監(jiān)控與復位電路:電源監(jiān)控與復位電路對于微處理器來說至關重要，在設計中采用了TI公司的集成微處理器監(jiān)控芯片TPS382333,具有上電復位、手動復位、電源監(jiān)控等功能。INTCN:中斷控制位，控制兩個中斷之間的聯(lián)系，置位后兩個中斷引腳INTO, INT1分別響應各自的中斷(需中斷使能)，清零后，中斷1,2報警時間匹配都只能引發(fā)INTO輸入低電平，INTl無效。INTO、INTl提供兩個可編程的中斷報警信號，可通過串行總線訪問和設定秒、分、時、星期的報警時間。使得設計人員很方便地將浮點算法移植到定點處理器中。除了性價比考慮外，足夠的開發(fā)資料、便宜的開發(fā)裝置、強大的開發(fā)環(huán)境以及周到的售后服務等也是選擇CPU時需要考慮的因數。由式( )可得，取一點余量，取為6mH 。 直流側電容的設計也至關重要，它的選擇影響著系統(tǒng)的特性及安全性，這是因為直流側電容有以下功能: 1)濾除由器件高頻開關動作造成的直流電壓紋波。（5)使VSR控制系統(tǒng)獲得了一定的阻尼特性，有利于控制系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。在滯環(huán)電壓控制方式下。因此，轉換部分接近對稱了，如圖( )所示 一個轉換周期內的調制波對進行偶拓展得: ()令d I = S k代入方程( )，這樣( )就由帶開關函數得方程變?yōu)榱诉B續(xù)方程，如下: （）式中為一個開關周期內開關函數的平均值，由于開關函數是幅值為1的脈沖，所以其平均值等于其占空比。 2)濾波電感L是線性的，不考慮飽和現(xiàn)象。這種拓撲結構中以多個功率開關串聯(lián)使用，并采用二極管箱位以獲得交流輸出電壓的三電平調制，因此，三電平VSR在提高耐壓等級的同時有效的降低了交流側諧波電壓、電流，從而改善了其網側波形品質。然而，在相同的交流側電路參數條件下，要使單相半橋VSR和單相全橋VSR獲得同樣的交流側電流控制特性，半橋電路直流電壓應是全橋電路直流電壓的兩倍，因此功率開關耐壓要求相對提高。此時PWM整流器向電網傳輸有功及容性無功功率，電能將從PWM整流器直流側傳輸至電網。上述中的A, B, C, D四點是PWM整流器四象限運行的四個特殊工作狀態(tài)點進一步分析，可得PWM整流器四象限運行規(guī)律:(1)當電壓矢量V端點在圓軌跡AB上運動時，PWM整流器運行于整流狀態(tài)。下面從模型電路交流側入手，分析PWM整流器的運行狀態(tài)和控制原理。從圖2. 1可以看出，PWM整流器模型電路是由交流回路、功率開關橋路和直流回路組成的。，著重對電路設計用到的傳感器和開關管進行比較和選擇，對驅動電路，直流電壓、交流電流采樣及電網電壓同步信號采樣電路和DSP控制電路進行了設計。(2)提高功率因數，減少整流的非線性，使之對電網而言相對是“純電阻”負載。這一新穎的控制方案以電感、電容儲能的定量關系建立了Lyapunaov函數，并由三相PWM整流器的dq模型以及相應的空間矢量PWM約束條件，推導出相應的控制算法。 為了能使整流器在電網不平衡條件下仍能正常運行，有學者提出了不平衡條件下，網側電流和直流電壓的時域表達式，認為電網負序分量使導致網側電流畸變的原因。其基本方法是根據時間最優(yōu)控制算法求解出跟蹤指令電流所需的最優(yōu)控制電壓，并在動態(tài)過程中降低無功分量的響應速度，提高有功分量的響應速度，實現(xiàn)了時間最優(yōu)控制。由于間接電流控制的網側電流動態(tài)響應慢，且對系統(tǒng)參數變化靈敏，因此這種控制策略己經逐步被直接電流控制策略取代。多電平拓撲結構的PWM整流器主要應用于高壓大容量場合。電壓型PWM整流器(VSR)最顯著的拓撲特征是直流側采用電容進行電流儲能，從而使VSR直流側呈低阻抗的電壓源特性。多電平拓撲結構的PWM整流器主要應用于高壓大容量場合。一旦電網不平衡，以三相電網平衡為約束所設計的PWM整流器就會出現(xiàn)不正常的運行狀態(tài)，主要表現(xiàn)在:PWM整流器直流側電壓和網側電流的低次諧波幅值增大，且產生非特性諧波，同時消耗相應增大；PWM整流器網側電流亦不平衡，嚴重時可使PWM整流器發(fā)生故障，甚至燒壞裝置。第二種，PWM整流器的時間最優(yōu)控制。下面簡單的介紹其中的三種。用給定功率和估測功率進行比較，其誤差經過比較器和整流器狀態(tài)選擇器，就可以輸出整流器下一次的開關狀態(tài)，達到了直接功率控制的要求。同步PI控制開關頻率固定，采用同步坐標系下控制，可實現(xiàn)有功、無功電流解禍控制，有功、無功功率獨立調節(jié)。間接電流控制由于無需交流電流傳感器，因此系統(tǒng)結構簡單。PWM整流器主電路已從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路；PWM開關控制由單純的硬開關調制發(fā)展到軟開關調制；功率等級從千瓦級發(fā)展到兆瓦級，而在主電路類型上，既有電壓型整流器(Voltage Source RectifierVSR)，也有電流型整流器(Current SourceRectifierCSR，并且兩者在工業(yè)上均成功地投入了應用。 PWM整流器的研究始于20世紀80年代，這一時期由于全控器件的日益成熟和應用，推動了PWM技術的應用與研究。 (2)輸入電流諧波含量高，諧波除了降低了發(fā)電、輸電設備的利用率外，還會影響設備的正常工作，產生不希望的機械震動和噪音；諧波還容易引起某些繼電器、接觸器的誤動作，造成事故；同時，諧波也對周圍環(huán)境產生電磁干擾，影響通訊設備的正常工作等。各種電力電子裝置的使用對公用電網所造成的諧波污染問題受到了人們的關注。本文首先介紹了PWM整流器的發(fā)展狀況，說明了DSP與其他單片機或通用微處理器相比在性能上的優(yōu)勢。本文根據設計要求，以DSP(數字信號處理器)作為控制核心，研究并設計了基于DSP的PWM整流器。目前，大部分的電力電子裝置所使用的直流電源是通過不可控流或相控整流得到的，這些傳統(tǒng)的設備在運行中對電網注入了大量的諧波和無功，因此造成了嚴重的電網污染。同時，無功的副作用還表現(xiàn)為降低了發(fā)電、輸電設備的利用率，增加了線路損耗。其主要思路就是將PWM技術引入整流器的控制中，使整流器網側電流正弦化，可運行于單位功率因數，這就是PWM整流器。經過多年的研究和發(fā)展，PWM整流器技術己日趨成熟。間接電流控制技術為電流開環(huán)控制，如早期采用的相位幅值控制，通過PWM整流方法在整流器橋臂中點輸出幅值和相位受控的正弦PWM電壓，該電壓與電網電壓共同作用，可在整流器交流側形成所需的正弦基波電流，而諧波電流則由交流電感濾除。預測電流控制保持滯環(huán)電流控制響應速度快的特點，實際電流能夠在一個開關周期內跟蹤上指令電流，而且控制周期和器件開關頻率固定，整個控制系統(tǒng)中只有電壓環(huán)一個PI調節(jié)器，參數整定比較簡單。它根據有功和無功功率與開關狀態(tài)的簡單對應關系，由整流器的開關狀態(tài)來估計有功和無功功率。為了解決PWM整流器在應用中的既有缺點和障礙，一些較為新穎的系統(tǒng)控制策略相繼被提出。另外，從而為無電網電流傳感器的PWM整流器研究奠定了基礎。而實際上，三相電網常處于不平衡狀態(tài)，即三相電網電壓的幅值、相位不對稱。對于大功率PWM整流器，其拓撲結構的研究主要集中在多電平拓撲結構、變流器多重化以及軟開關技術上。(2)關于PWM整流器拓撲結構的研究 PWM整流器拓撲結構可分為電流型和電壓型兩大類。對于大功率PWM整流器，其拓撲結構的研究主要集中在多電平、變流器組合以及軟開關技術上。間接電流控制實際上就是所謂的“幅相”電流控制，即通過控制電壓型PWM