【正文】 通常，定標方法有兩種:Q表示法和S表示法。(微處理器沒有提供表示定點數(shù)的S機制)。越是發(fā)現(xiàn)得早，改正一個錯誤所花的代價就越小。（3)單入口，單出口原則 一個模塊只允許有一個入口，一個出口，不允許從模塊的外部直接跳入到模塊內(nèi)部，也不允許從模塊內(nèi)跳到模塊外。 “軟件危機”導致人們對如何提高軟件的開發(fā)效率，軟件產(chǎn)品的質(zhì)量及可維護性方面作了大量的研究，并且專門研究上述問題的新學科”軟件工程學”越來越受到重視。4)。分別另，可以在坐標系下得到三條直線，分別與6個電壓矢量重合。或1的情況外，通過軟件實現(xiàn)的開關(guān)方案中，開關(guān)器件在一個載波周期內(nèi)需要開通關(guān)斷各一次，這意味著開關(guān)器件的平均開關(guān)頻率較高，開關(guān)損耗大，但是，這種開關(guān)方式在較低的調(diào)制系數(shù)下輸出的電壓諧波含量較小。在此基礎上得到如下框圖:我們以輸入電壓矢量的位置為d軸的正方向，取三相輸入電壓為: （）則有 此時，輸入電壓的軸分量為0，只有d軸分量，我們希望三相電壓型PWM整流器的輸入功率為1，所以輸入電流矢量應當與輸入電壓矢量同方向，即輸入電流矢量也應當是d軸的正方向。 第四代DIPIPM的輸入信號邏輯改為高電平驅(qū)動，消除了15V電源和單片機信號的投入和退出順序的制約，使得系統(tǒng)工作更安全。(2)采用自舉電路結(jié)構(gòu)，可實現(xiàn)單電源驅(qū)動。則采樣電阻:RM2=。輸出端的電壓由比例電阻Rso和Rsi決定。其中濾波器采用的是賽倫二階低通濾波器，鉗位二極管起信號電壓過壓保護作用。LTS25NP是LEM公司生產(chǎn)的閉環(huán)電流傳感器，具有LEM閉環(huán)電流傳感器的優(yōu)良性能。（交流電流）采樣調(diào)理電路由此所得到的直流電壓采樣信號經(jīng)過調(diào)理后送入DSP芯片，其A/D轉(zhuǎn)換電壓 3. 3V，當原邊被測電壓為700V時，對應的副邊輸出電流為:，則:，滿足參考范圍。為控制PWM波形使功率因數(shù)接近于1，交流側(cè)電壓電流的幅值、頻率、相位及直流側(cè)的電壓電流量都必須準確地采入到DSP TMS320F2812具有豐富的片上外設，它的ADC模塊和EV模塊中的3個捕獲單元可以完成這些任務，而不需外加A/D電路。 輸入開關(guān)量主要包括IPM的保護輸出，本設計采用光耦進行隔離，型號為常用的TLP521。通過CE引腳輸入高電平來啟動所有數(shù)據(jù)傳送，前8個SCLK周期為輸入寫命令，后8個SCLK周期為輸入或輸出的數(shù)據(jù)。操作之前，必須對控制寄存器、狀態(tài)寄存器、涓流充電寄存器進行初始化。DS1305支持通過SPI串行數(shù)據(jù)端口或者標準的三線接口進行時間的校正和數(shù)據(jù)的讀取，可進行單字節(jié)的或連讀字節(jié)束發(fā)方式的訪問。(3)片上外設:7個定時器，16通道16位PWM, 6通道CAP/QEP, 28通道12位ADC, 80ns轉(zhuǎn)換時間、0～3V量程，2個SCI異步串口，MCBSP同步串口，1通道SPI同步串口，1通道ECAN總線。數(shù)字信號處理器(DSP)適合于完成數(shù)字濾波、FFT、頻譜分析等方面任務，編譯效率較高，指令執(zhí)行速度也較高。因此電容的選取應在保證輸出電壓滿足要求下，盡量取小。 以a相分析，由式()可得 ()寫成增量形式 ()其中,為斬波開關(guān)周期。（2)濾除CSR焦爐測PWM諧波電流，實現(xiàn)VSR交流側(cè)正弦波電流或一定范圍內(nèi)的任意電流波形控制。從電源控制方面看，過低，將會導致交流側(cè)電流畸變嚴重，甚至不能跟隨給定；過高，將會提高器件的耐壓定額，增加成本，也會降低系統(tǒng)可靠性。根據(jù)此概念，可以用開關(guān)函數(shù)在一個開關(guān)周期內(nèi)的平均值代替函數(shù)本身，得到對時間連續(xù)的狀態(tài)空間平均模型。橋臂上順向串聯(lián)二極管，目的是阻斷反向電流，并提高功率開關(guān)的耐反壓能力。 上述的1和2拓撲都屬于常規(guī)的二電平拓撲結(jié)構(gòu)，其不足之處是在高壓場合下，需使用高反壓的功率開關(guān)或多個功率開關(guān)串聯(lián)使用。、全橋VSR拓撲結(jié)構(gòu)如圖2. 3是單相半橋和全橋電路拓撲結(jié)構(gòu)，兩者交流側(cè)結(jié)構(gòu)相同，交流側(cè)的電感主要用以濾除電流諧波。此時， PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及容性無功功率，電能將通過PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負載。當電壓矢量端點位于圓軌跡A點時，電流矢量I比電動勢矢量E滯后900，此時PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈純電感特性， a所示；當電壓矢量V端點運動到圓軌跡B點時，電流矢量I于電動勢E平行且同向，此時，PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈正電阻特性， b所示。當不計功率橋的損耗時，由交、直流側(cè)功率平衡關(guān)系可得 = dc dc ()式中，, 為模型電路交流側(cè)電壓、電流。由此可見，PWM整流器己不是一般傳統(tǒng)意義上的AC/DC變換器，由于能量的雙向傳輸，當PWM整流器從電網(wǎng)吸取能量時，則運行于整流工作狀態(tài)；而當PWM整流器向電網(wǎng)傳輸電能時，則運行于有源逆變工作狀態(tài)。 本論文在進行了大量有關(guān)PWM整流器控制的文獻研究和資料分析的基礎上，主要完成以下工作:，對該系統(tǒng)及其控制系統(tǒng)有了一定的了解。 PWM整流器控制技術(shù)研究方向 控制技術(shù)是PWM整流器發(fā)展的關(guān)鍵。但是，雙旋轉(zhuǎn)坐標系控制度的結(jié)構(gòu)比較復雜，運算量大。實際上，電網(wǎng)經(jīng)常處于不平衡狀態(tài)。(4) PWM整流器系統(tǒng)控制策略的研究①在對PWM整流器的研究過程中，出現(xiàn)了一些較為新穎的控制策略:1Q PWM整流器的時間最優(yōu)控制常規(guī)的dq模型的電壓型PWM整流器控制，一般通過前饋解禍控制并采用兩個獨立的PI調(diào)節(jié)器，分別控制相應的有功、無功分量。(3)關(guān)于電壓型PWM整流器的電流控制策略研究 為了使電壓型PWM整流器網(wǎng)側(cè)呈現(xiàn)受控電流源特性，其網(wǎng)側(cè)電流控制策略的研究顯得十分重要。 在小功率場合，PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)的研究集中在減少功率開關(guān)和改進直流輸出性能上。而Chun Y Hu等則利用局部電路的dq坐標變換建立了PWM整流器基于變壓器的低頻等效模型電路，并給出了穩(wěn)態(tài)、動態(tài)特性分析。對于不同功率等級以及不同的用途，人們研究了各種不同的PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)。第三種，很多學者專注于電網(wǎng)不平衡條件下的PWM整流器控制策略研究。他們分別是虛擬電網(wǎng)磁鏈定向矢量控制(VFOC)和虛擬電網(wǎng)磁鏈定向直接功率控制(VFDPC)。第5章將詳細介紹同步PI控制和新型預測電流控制算法。別外一種是直接功率控制困PC[3]。早期PWM整流器多采用滯環(huán)電流控制[8]，近期多采用預測電流控制和同步PI控制[9]等控制算法。I39。隨著研究的深入，基于PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)及控制的拓展，相關(guān)的應用研究也發(fā)展起來。由于常規(guī)整流環(huán)節(jié)廣泛采用了二極管不控整流電路或晶閘管相控整流電路，因而對電網(wǎng)注入了大量諧波及無功，造成了嚴重的電網(wǎng)“污染”。鑒于國際標準的要求、國內(nèi)研究現(xiàn)狀及AC/DC電源行業(yè)的巨大市場需求，本課題顯得尤為貼近實際。s performance advantage pared with the other single chips or generalpurpose processors. It deals with the design of the DSPbased rectifier39。隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)及計算機技術(shù)的發(fā)展，采用微處理器作為硬件控制核心的微機控制器將成為今后整流器的發(fā)展方向。文中還介紹了PIM(功率智能模塊)的使用，并基于此設計了系統(tǒng)的主電路，并用TMS320F2812的匯編語言與C語言結(jié)合進行了軟件編程。因此，消除諧波污染并提高功率因數(shù)，己經(jīng)成為電力電子技術(shù)中的一個重大課題。 獲得高功率因數(shù)，消除諧波的方法主要有兩種:一種是被動法，即在諧波和無功產(chǎn)生的情況下采用補償裝置，補償其諧波和無功功率；二是主動法，即對傳統(tǒng)整流裝置本身進行改進，使其盡量不產(chǎn)生諧波，且不消耗無功功率或根據(jù)需要對其功率因數(shù)進行控制:兩者比較，采用改進傳統(tǒng)整流裝置的方法改善功率因數(shù)和實現(xiàn)諧波抑制更為有效，也就是開發(fā)輸入電流為正弦、諧波含量低且功率因數(shù)接近于1的高性能二相整流器。1984年Akagi Hirofumi等提出了基于PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)的無功補償器控制策略[4]這實際上就是電壓型PWM整流器早期的設計思想。為保證直流側(cè)的電壓恒定，控制系統(tǒng)多采用電壓外環(huán)的PI調(diào)節(jié)控制。直接電流控制由于具有網(wǎng)側(cè)電流閉環(huán)控制，使系統(tǒng)動、靜態(tài)性能得到提高，可以獲得較高品質(zhì)的電流響應，同時也使網(wǎng)側(cè)電流控制對系統(tǒng)參數(shù)不敏感，增強了控制系統(tǒng)的魯棒性。矢量控制早在20世紀70年代初被提出，當時以直流電動機和交流電動機比較的方法分析闡述了這一原理，由此開創(chuàng)了把交流電動機等效為直流電動機控制的先河。這種控制算法的缺點是需使用微分項，易引入高頻干擾；由于采用滯環(huán)控制方式，開關(guān)頻率不固定，要求快速的微處理器來實現(xiàn)。為進一步簡化電壓型PWM整流器的信號檢測，Toshi Hiko Noguchi等學者提出了一種無電網(wǎng)電動勢傳感器的PWM整流器控制策略。而有功、無功分量間的動態(tài)禍合和PWM電壓利用率的約束，影響了電壓型PWM整流器有功分量的動態(tài)響應。為此，很多學者提出了解決不平衡控制的理論，比如不平衡條件下，網(wǎng)側(cè)電流和直流電壓時域表達式、電感電容設計準則、正負序兩套同步旋轉(zhuǎn)坐標系獨立控制等。與普通并聯(lián)不同的是，每個并聯(lián)的PWM整流器中的PWM信號發(fā)生采用相移PWM控制技術(shù)[ 16]，從而以較低的開關(guān)頻率獲得了等效的高開關(guān)頻率控制，即在降低功率損耗的同時，有效地提高了PWM整流器的電流、電壓波形品質(zhì)。 長期以來，因為電壓型整流器結(jié)構(gòu)簡單、損耗較低、控制方便，所以一直是人們研究地重點。與普通并聯(lián)不同的是，每個并聯(lián)的PWM整流器中PWM信號采用移相PWM控制技術(shù)，從而以較低的開關(guān)頻率獲得了高效的高頻控制，即在降低損耗的同時，提高了電流、電壓波形品質(zhì)。為了提高電壓利用率并降低損耗，基于空間矢量的PWM控制在電壓型PWM整流器中取得了廣泛的應用，并提出了多種方案。這一研究主要包括兩類電網(wǎng)電動勢重構(gòu)方案:一種是通過功率估計另一種是通過電流的偏差求導重構(gòu)電動勢。即通過負序分量地前饋控制來抑制電網(wǎng)負序分量地影響。 (5)對電流型PWM整流器的進一步研究 隨著超導技術(shù)的應用與發(fā)展，電流型PWM整流器克服了自身的一些缺陷，在近些年里取得了成功應用。(4)降低系統(tǒng)的開關(guān)損耗，提高整個裝置的效率。52第二章 PWM整流器的工作原理、拓撲結(jié)構(gòu)及數(shù)學模型本章先對PWM整流器的工組原理進行詳細的分析，剖析其改善功率因數(shù)，實現(xiàn)能量雙向流動的原因，在此基礎上，闡述了多種PWM整流器的拓撲結(jié)構(gòu)并加以比較說明。以及網(wǎng)側(cè)電感L等。穩(wěn)態(tài)條件下，PWM整流器交流側(cè)矢量關(guān)系如圖2. 2所示 a純電感特性運行 b正阻特性運行 c純電容性運行 d負阻特性運行 整流器交流側(cè)穩(wěn)態(tài)矢量關(guān)系: ,交流電網(wǎng)電動勢矢量；,交流側(cè)電壓矢量；，交流側(cè)電感電壓矢量；，交流側(cè)電流矢量。值得注意的是，當PWM整流器運行在B點時，則實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流控制。(4)當電壓矢量V端點在圓軌跡DA上運動時，PWM整流器運行于有源逆變狀態(tài)。、全橋VSR拓撲結(jié)構(gòu)a 三相半橋VSRb 三相全橋VSR 三相VSR電路拓撲 a為三相半橋電壓型PWM整流器拓撲，這是一種最常見的三相PWM整流器，其交流側(cè)采用三相對稱無中線連接，3個橋臂具有6只功率開關(guān)。 軟開關(guān)調(diào)制VSR電路拓撲，橋式并聯(lián)諧振網(wǎng)絡由諧振電感、諧振電容、功率開關(guān)V7以及續(xù)流二極管,組成，,，為直流側(cè)開關(guān)，作用是將直流側(cè)與諧振網(wǎng)絡和交流側(cè)隔離。 ，第k相下橋臂開關(guān)管導通，上橋臂開關(guān)管關(guān)斷。 （）令 （）可得基于狀態(tài)空間平均法PWM整流器等效模型: 基于狀態(tài)空間平均法PWM整流器等效模型對于幅相控制，相角平和調(diào)制系數(shù)m將控制d；，第i相的占空比d，可表示如下: 根據(jù)文獻[11]可得,:這里,；是的穩(wěn)態(tài)值，是的穩(wěn) 態(tài)值，是功率因數(shù)角，表示單位功率因數(shù)。 在VSR系統(tǒng)設計中，交流側(cè)電感的設計至關(guān)重要，這是因為VSR交流側(cè)電感的取值不僅影響到電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，而且還制約著VSR輸出功率、功率因數(shù)以及直流電壓。在實際系統(tǒng)設計中，直流側(cè)電壓選定后，交流側(cè)電感的設計對電源電流波形影響很大，一方面它影響到輸入電流諧波含量，總的輸入電流諧波畸變率定義為: ()式中為所有諧波電流分量的總有效值，為基波電流有效值。 由于中間回路與兩端變流器之間存在著復雜的能量交換過程，目前還沒有簡單實用的方法來選擇合適的支撐電容的大小?？刂葡到y(tǒng)以DSP為基礎，其型號為TI公司TMS320F2812，功率開關(guān)器件則采用智能功率模塊(Intelligent Power Module，IPM )，型號為富士公司的6MBP75RA120。所以在本設計控制系統(tǒng)中采用了TI最新推出的32位定點DSP : TMS320F2812。DS 1305是Dallas公司推出的串行接口帶報警實時時鐘，它有20腳的TSSOP, 16腳的DIP兩種封裝方式，工作電壓范圍從2. 0～5. 5V。如實時時鐘有誤差，可以在振蕩器兩端并接1uF電容進行調(diào)整。 狀態(tài)寄存器(讀l OH)只有兩位IRQFO, INQFl，置位時分別表示中斷時間匹配。TPS382333芯片中的MR引腳為手動復位輸入，低電平有效，芯片內(nèi)部具有上拉電阻。在鼠標中就有這樣的器件。被測直流電壓為700V，由于LV28P沒有內(nèi)置原邊電