【正文】 lo g (1 )PBNBc ??式中， B 為信道帶寬， 0N 為高斯白噪聲功率譜密度， P 為信號功率。同時(shí)它是基于共用頻段的思想，能夠與其它現(xiàn)存的傳統(tǒng)無線技術(shù)共享頻帶，也為解決日趨緊張的頻譜資源難題提供了新的解決方案，因此被人們所廣泛關(guān)注。由于超寬帶無線通信技術(shù)有著近似噪聲的功率信號，具有高保密性、高速率、低功耗等特點(diǎn)，為下一代消費(fèi)電子設(shè) 3 備高速率無線連接提供了十分理想的解決方案 。第三種 UWB 技術(shù)是基于正交頻分復(fù)用技術(shù)的 UWB 體系，稱之為多頻帶正交頻分復(fù)用超寬帶 (MBOFDM UWB)，該方案由美國 Intel 公司和美國德州儀器 (TI)公司為首的多帶 OFDM 聯(lián)盟 (MBOA，MultiBand OFDM Alliance)所提出。 UWB 無線電技術(shù)就是通過增大傳輸帶寬來獲得高的傳輸速率的。 超寬帶技術(shù)的發(fā)展與現(xiàn)狀 (1) UWB 技術(shù)在國外發(fā)展及現(xiàn)狀 美國聯(lián)邦通訊委員 (FCC)會(huì)解除了 UWB 傳輸在某些方面的限制。 關(guān)于 UWB 技術(shù)有兩種相互競爭的標(biāo)準(zhǔn)，一方是以 Intel 與德州儀器為首支持的MBOA 標(biāo)準(zhǔn)，一方是以摩托羅位為首的 DSUWB 標(biāo)準(zhǔn)，兩者的分歧體現(xiàn)在 UWB 技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方式上，前者采用多頻帶方式，后者為單頻帶方式。 MBOA 方案的這類通信系統(tǒng)采用 OFDM 技術(shù)，雖然符合 FCC 對超寬帶系統(tǒng)的定義，但由于其接近常規(guī)的正弦系統(tǒng)，己經(jīng)超出了沖激無線電的范疇。 20xx 年我國將 UWB無線電接入理論與關(guān)鍵技術(shù)列入國家自然科學(xué)基金重點(diǎn)項(xiàng)目，加大研究力度且力求在該領(lǐng)域取得理論和關(guān)鍵技術(shù)的突破，構(gòu)建 UWB 無線通信網(wǎng)絡(luò)演示系統(tǒng)，為新一代高速移動(dòng) PAN 的構(gòu)建奠定基礎(chǔ)。海爾科技有限公司、創(chuàng)維集團(tuán)、海信集團(tuán)有限公司、中興通訊股份有 限公司等國內(nèi)著名企業(yè)也對 UWB 產(chǎn)生了濃厚的興趣，并與國際企業(yè)合作積極參與 UWB 技術(shù)的研發(fā)和商品化推廣。在無線通信收發(fā)機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，比較常用的結(jié)構(gòu)有超外差式（ superheterodyne）、直接變頻（ DirectConversion） 或者是零中頻（ ZeroIF）、低中頻（ LowIF）和數(shù)字中頻（ DigitalIF）等。低中頻收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)性能和特點(diǎn)介于超外差式和零中頻之間 。由于來自基帶處理部分的信號能 量較強(qiáng)，降低了后續(xù)電路對噪聲以及系統(tǒng)靈敏度的要求，所以發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)相對接收機(jī)結(jié)構(gòu)較為簡單。在發(fā)射端，數(shù)據(jù)信號通過數(shù) 字信號處理器（ Digital Signal Processing， DSP）處理，經(jīng)由數(shù)模變換器轉(zhuǎn)換為模擬中頻信號，再經(jīng)由上混頻器與本振信號混頻，本振信號由頻率合成器產(chǎn)生，上混頻后的信號通過相應(yīng)的濾波器形成超寬帶射頻信號。 第 2 章 三級級聯(lián) Colpitts 振蕩超寬帶混沌信號產(chǎn)生電路 設(shè)計(jì) 混沌理論基礎(chǔ) 迄今為止，學(xué)者們對混沌尚無一個(gè)統(tǒng)一的定義，為大多數(shù)人所接收的數(shù)學(xué)上的定義有兩個(gè)，一個(gè)是基于混沌運(yùn)動(dòng)軌跡的非周期性所作的，另一個(gè)是基于對初始條件的敏感依賴性所作的 [10]。 還有一種定義是基于對初始條件的敏感依賴性而定義的 [12][13]： 設(shè) f (x)是 [1， 1]上的連續(xù)映射，如果存在集合 Y ∈ [?1,1]（ Y 具有正的勒貝格測度）和實(shí)數(shù) ε 0，使得對于每個(gè) x∈ Y 和 x的 每個(gè)領(lǐng)域 U ，存在著一個(gè) y∈ U 和 n ≥ 0使： | f (x) ? f ( y) |ε 則稱 f 具有敏感依賴性。 (3)周期點(diǎn)在 N 中稠密。所謂的 (3)的意思是說混沌行為具有稠密的周期軌道，其運(yùn)動(dòng)最終要落在混沌吸引子中，使其呈現(xiàn)出多種看似混亂無序卻又具有規(guī)則的自相似圖像。 (2)混沌具有分形的性質(zhì)，各種奇怪吸引子都具有分形結(jié)構(gòu)，有分?jǐn)?shù)維來描述其特征。 正是由于混沌的上述特征，使得混沌在通信保密安全性方面有著極佳性能。對初始條件的極端敏感性說明混沌信號具有長期不可預(yù)測性，通信的保密性正要求這一點(diǎn)。為了在滿足低噪聲的 12 前提下，實(shí)現(xiàn)高線性度，本章將會(huì)提出一個(gè)技術(shù)來提高電路的線性特性。當(dāng)一個(gè)射頻信號較小時(shí)，就要求低噪聲放大有一個(gè)很好的噪聲特性，當(dāng)射頻信號較大時(shí)，就要求低噪聲放大器有一個(gè)較好的線性度。 工藝庫的元器件 在集成電路的設(shè)計(jì)中，特別是射頻電路的設(shè)計(jì)中，電路中使用的元器件都是有很多特定的 要求的。在設(shè)計(jì)的過程中，問題最大的是電感值的確定，因?yàn)槊績煞N規(guī)格的電感值都相差一個(gè)比較大的量，為了滿足設(shè)計(jì)要求，在某些情況下，就不得不改變晶體管的尺寸來實(shí)現(xiàn)其他的設(shè)計(jì)要求。 13 baisv1baisv 1baisv?inv ?inv?outv ?outvM 1M 2M 3 M 4M 5 M 61sL 2sL1gL 2gL 圖 31 共源級電路交叉結(jié)構(gòu) 為了分析這個(gè)電路在器件參數(shù)選擇上帶來的好處，將圖 31 簡化為圖 32。為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的最小噪聲，主放大管 M M2 的寬長比不能 改變，當(dāng)源極電感只能取到某一個(gè)值時(shí)，而且偏離理想值不是很大時(shí)，可以通過調(diào)節(jié) M M4 的寬長比來實(shí)現(xiàn)輸入阻抗實(shí)部的匹配。 圖 33 本文使用的差分結(jié)構(gòu) 差分電路的電路級仿真 使用 Cadence Spectre RF 工具仿真結(jié)果如下。差分電路沒有經(jīng)過線性度的優(yōu)化，所以保持在一個(gè)較低的值， 1dB 壓縮點(diǎn)為 ，三階交調(diào)輸入點(diǎn)為 。 共源共柵電路結(jié)構(gòu)是一個(gè)得到了廣泛應(yīng)用的電路結(jié)構(gòu)。本文所提出的電路結(jié)構(gòu)如圖 38 所示。傳統(tǒng)的共源共柵電路將不能滿足這樣的設(shè)計(jì)要求。 為了實(shí)現(xiàn)高線性度設(shè)計(jì)，通常需要改變電路的結(jié)構(gòu)。在這里 1a 是 一階頻率項(xiàng)（ ）， 3 a 是三階頻率項(xiàng)（ ）。從圖 310 中，可以知道，在偏置電壓為 565mV 時(shí)，31aa 的比值最大。為了簡化電路結(jié)構(gòu)， PMOS 的偏置電壓取 1V。這三組的仿真參數(shù)如表 32 所示。 20 圖 313 單端電路 S 參數(shù)仿真 電路的性能仿真是在 Cadence 環(huán)境下應(yīng)用 SpectreRF 仿真器得到的。 圖 314 單端電路 Fmin 和 NF 圖 314 是電路的噪聲仿真結(jié)果圖，由仿真圖 可以知道，電路的最小噪聲是隨著電路的工作頻率的增加而提高的，這就說明了設(shè)計(jì)一個(gè)頻率越高的射頻電路難 21 度越高。 71mV） 圖 316 單端電路三階交調(diào)點(diǎn)（ 即輸入電壓 為 177。但是這個(gè)電路參數(shù)的三階交調(diào)點(diǎn)為 ，僅比 550mV 偏置電壓電路的 小不到 。 ， 40dBm的輸入電壓范 22 圍約為 177。在射頻電路中，電感占用了很大部分的電路面積，因此為了減小芯片面積，在版圖的設(shè)計(jì)中，需要合理的放置電感的位置和方向。本文的單端電路的版圖截圖如圖317。 23 圖 318 版圖提取截圖 對圖 317 的版圖進(jìn)行版圖提取，就可以得到圖 318 的結(jié)果。圖 319 是本文的單端電路的后模擬仿真電路圖。 圖 321 后模擬噪聲仿真圖 圖 322 后模擬 1dB 壓縮點(diǎn) 25 323 后模擬三階交調(diào)點(diǎn) 從圖 321 到圖 323，可以知道，電路的特性比電路級仿真結(jié)果都有變化，但是變化不大，都能滿足設(shè)計(jì)的要求。從后模擬的仿真結(jié)果可以知道，電路的指標(biāo)仍然很高，滿足設(shè)計(jì)要求。匹配情況、噪聲特性比表 33 中列出的文獻(xiàn)都要好，一方面是犧牲了部分的線性度，另一方面是對電路參數(shù)進(jìn)行了多次的調(diào)節(jié)。電路的中心頻率偏移了 40MHz，偏移量較小。通過理論計(jì)算和實(shí)驗(yàn)仿真，得到了實(shí)現(xiàn)該設(shè)計(jì)要求的方法。第二，為了實(shí)現(xiàn)低電壓的設(shè)計(jì)要求又使用了一種折疊式的設(shè)計(jì)方案，大大的降低了電路的工作電壓。設(shè)計(jì)了兩個(gè)工作在 的低噪聲放大器。通過反復(fù)地調(diào)節(jié)電路參數(shù)，得出了一個(gè)和理論結(jié)果相近的仿真結(jié)果。而在本文提出的第三種技術(shù)中，在一定的范圍內(nèi)，一個(gè)低的靜態(tài)工作點(diǎn)可以實(shí)現(xiàn)線性度的最優(yōu)化。這是本文的不足。除了噪聲系數(shù)外，也常用等效噪聲溫度來衡量系統(tǒng)內(nèi)部的噪聲大小。 含 有 噪 聲 的二 端 口 網(wǎng) 絡(luò)R s 0?aT0?iN NR不 含 噪 聲 的二 端 口 網(wǎng) 絡(luò)R s eT NR( a )( b )圖 A2 等效噪聲等效溫度 圖中，源內(nèi)阻為 Rs，與放大器輸入阻抗匹配，其對應(yīng)的噪聲溫度 Ta=0，因此網(wǎng)絡(luò)外部輸入噪聲 Ni=0。引入等效噪聲溫度來描述系統(tǒng)噪聲的好處在于，可以把系統(tǒng)內(nèi)部噪聲看作信號源內(nèi)阻在溫度 Te 所產(chǎn)生的熱噪聲功率 BkTe 。 一個(gè)低噪聲放大器是一個(gè)兩個(gè)端口網(wǎng)絡(luò)，必須使用 4 個(gè) S 參數(shù)來描述入射波和反射波之間的關(guān)系，即輸入端口和輸出端口的反射系數(shù) S1 S22，輸入口向輸出口的正向傳輸S21 以及輸出口向輸入口的反向傳輸，如圖 B1 所示。 雙 端 口網(wǎng) 絡(luò)V sZ sZ lir1 iV2 rV 2 圖 B1 雙端口網(wǎng)絡(luò) S 參數(shù) 從圖 B1 中，可以列出端口 1 和端口 2 的反射方程。輸入反射系數(shù)和負(fù)載反射系數(shù)為 0 時(shí)，說明信號得到最大化的能量傳輸。電路的增益參數(shù)有 3，功率增益、變換器功率增益、資用功率增益。 121122211 ???? SSSS () 12121122222211 ??????SS SSk () 33 附錄 C 電感源極負(fù)反饋共源電路噪聲推導(dǎo) V n sR s sZ inZ2ngi gg gsC+gsv gsm vg 2ndi ou tisL 圖 C1 源極負(fù)反饋小信號模型圖 在本附錄中，將會(huì)推導(dǎo)源極電感負(fù)反饋的噪聲特性。則上式可以表示為： DRiV snsgs ?1 () 其中，參數(shù) D 為： ? ? ? ?sgssmgsgs RCLgsLLCsD ????? 21 () 2nsv 在輸出端產(chǎn)生的噪聲電流為： msnsnso gDRii ??, () 對應(yīng)的噪聲能量為： 222, nsmsnso iDgRi ?? () 柵極電流在柵源端產(chǎn)生的柵源噪聲電壓為： 34 ? ?? ?? ?ngsgsnggsssTgsgsgssgs iDLLsRisCRLLLssCLLsRV ??????????? 112 ? () 柵極噪聲電流引起的在輸出端的輸出電流為： ? ?? ? msgsngngo gD LLsRii ????, () 對應(yīng)的噪聲平均功率為： ? ? 222, ngmsgsngo igDLLsRi ???? () R sgsm vg2ndi outisL1igsC+gsv 圖 C2 求溝道電流等效電路圖 下面求溝道電流在輸出端的噪聲電流，其等效圖如圖 C2。%工藝參數(shù) α gamma=。%工藝參數(shù) 載流子遷移率 tox=。%柵極噪聲電流和溝道噪聲電流相關(guān)系數(shù) Vcc=。%角頻率 W=[50:1000]/1e6。%輸入品質(zhì)因素 Zopt=sqrt(alpha^2*delta/5/gamma/(1c^2))./w./Cgs/(alpha^2*delta/5/gamma/(1c^2)+(1+alpha*c*sqrt(delta/5/gamma))^2)。 Fmin_=zeros(5,sizeW(1,2))。 Id=pow/Vcc。%等效到輸入端的噪聲電壓電阻 Fmin=1+4*w*L^2*sqrt(gamma*delta*(1c^2)/5)/uo./Vod。 Fmin_(k,:)=Fmin。,Qin,F_(2,:),39。,Qin,F_(4,:),39。)。ylabel(39。r39。g39。black39。)。 subplot(2,3,2),plot(W,F_(1,:),39。,W,F_(3,:),39。,W,F_(5,:),39。W39。)。b39。y39。xlabel(39。Fmin39。,W,Vod_(2,:),39。,W,Vod_(4,:),39。)。ylabel(39。r39。g39。black39。)。 subplot(2,3,6),plot(W,Qin)。ylabel(39。nchezSinencio. A Noise Reduction and Linearity Improvement Technique for a Differential Cascode LNA [J].IEEE,20xx,43(3). [7] TrungKien Nguyen, ChungHwan Kim, GookJu Ihm, MoonSu Yang, and SangGug Lee. CMOS LowNoise Amplifier Design Optimization Techniques [J].IEEE,20xx,52(5). [8] Jarkko Juss