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非均勻陣列天線波束成形技術研究論文-全文預覽

2024-12-06 17:44 上一頁面

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【正文】 ar with colocated antennas: Review of some recent work,” IEEE Signal. Process. Mag., vol. 24, no. 5, –114, Sep. 2007.[12] P. Stoica, J. Li, and Y. Xie, “On probing signal design for MIMO radar,” IEEE Trans. Signal Process., vol. 55, no. 8, pp. 4151–4161, Aug. 2007.[13] A. H. Haimovich, R. S. Blum, and L. J. Cimini, “MIMO radar with widely separated antennas,” IEEE Signal. Process. Mag., vol. 25, , pp. 116–129, Jan. 2008.[14] D. R. Fuhrmann and G. San Antonio, “Transmit beamforming for MIMO radar systems using signal crosscorrelation,” IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., vol. 44, pp. 1–16, Jan. 2008.[15] B. Guo and J. Li, “Waveform diversity based ultrasound system for hyperthermia treatment of breast cancer,” IEEE Trans. Biomed. Eng., vol. 55, pp. 822–826, 2008.[16] MIMO Radar Signal Processing, J. Li and P. Stoica, Eds. Hoboken,NJ: Wiley, 2009.[17] X. Zeng, J. Li, and R. J. McGough, “A waveform diversity method for optimizing 3D power depositions generated by ultrasound arrays,” IEEE Trans. Biomed. Eng., unpublished.[18] H. Unz, “Linear arrays with arbitrarily distributed elements,” IRE Trans Antennas Propag, vol. 8, no. 2, pp. 222–223, Mar. 1960.[19] A. L. Maffett, “Sidelobe reduction by nonuniform element spacing,” IRE Trans Antennas Propag, vol. 9, no. 2, pp. 187–192, Mar. 1961.[20] M. G. Andreasen, “Linear arrays with variable interelement spacings,”IRE Trans Antennas Propag, vol. 10, no. 2, pp. 137–143, Mar. 1962.[21] A. Ishimaru, “Theory of unequallyspaced arrays,” IRE Trans Antennas Propag, vol. 10, no. 6, pp. 691–702, Nov. 1962.[22] A. L. Maffett, “Array factors with nonuniform spacing parameter,” IRE Trans. Antennas Propag., vol. 10, no. 2, pp. 131–136, Mar. 1962.[23] Y. T. Lo and S. W. Lee, “A study of spacetapered arrays,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. AP14, no. 1, pp. 22–30, Jan. 1966.[24] R. W. Redlich, “Iterative leastsquares synthesis of nonuniformly spaced linear 參考文獻 41arrays,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. AP21, , pp. 106–108, Jan. 1973.[25] G. Kishi, K. Sakaniwa, and T. Uyematsu, “A design method for transversal ?lters with nonuniform tap spacings based on the mean square error criterion,” in Proc. 5th Int. Symp. Network Theor., Sarajevo, Yugoslavia, Sep. 1984, pp. 363–368.[26] N. M. Mitrou, “Results on nonrecursive digital ?lters with nonequidistant taps,” IEEE Trans. Acoust. Speech Signal Process., vol. ASSP33, no. 6, pp. 1621–1624, Dec. 1985.[27] P. Jarske, T. Saram228。最后,我們證明通過使用更稠密的候選陣列(通過減小候選位置的間距),我們可以在保持天線間的規(guī)定長度的同時,更好的逼近理想的波束。在這篇文章中,我們展示了用一個可以用來設計稀疏MIMO發(fā)射陣列的迭代算法(和一個相應的發(fā)射波形協(xié)方差矩陣R)來逼近理想的發(fā)射波束響應。跟預期的一樣,不依賴于候選位置的稠密度(因為波束寬度與孔徑的總長度有密切關系[20])。此外,我們在表3中對比了每個例子的,我們靠陣列的分別的值來分辨陣列。最后,讓,我們產(chǎn)生出圖六中所示的接收波束;算法在三次循環(huán)后收斂。使,()。為了能保持一個公平的對比,我們將把天線間的最小間距限制在(實際上,最小天線間距對于避免互耦效應或者適應天線的物理大小是必要的)。均方誤差也被定義成與(34)相似的,這里,和分別表示理想的和合成的接收波束。陣列上的天線被循環(huán)的移動至使最終的波束產(chǎn)生一個最小的副瓣峰值水平。天線被放置以后,這樣兩個理想接收波束和已經(jīng)產(chǎn)生的那個之間的均方誤差就被最小化了。用ULA的結果來初始化,28 非均勻陣列天線波束成形技術研究中的向量波束成形算法來產(chǎn)生一個稀疏陣列天線。理想的接收波束被定義為 (35) 就像被證明了的,理想的接收波束是三角形的,主瓣的3dB帶寬是。15個天線的稀疏陣列,也就是最長的陣列,跟預期的一樣,有最小的主瓣寬度。表1 兩種發(fā)射波束各項性能對比第三章 計算機仿真 27陣列在表1中進行了比較,表中的均方誤差表示被定義為 (34)此外,在表1中,表示3dB主瓣帶寬(理想的響應的3dB帶寬是),PSL表示波束的副瓣峰值水平。在這個例子中,我們必須循環(huán)5次進行稀疏陣列設計方法來符合收斂標準。ULA被用來初始化算法,然后進行4次迭代(4次迭代后,通過算法確定的天線的位置不會再改變)。用一個有個天線和間距為的ULA??梢栽赱12]中看到詳細介紹。在以下各例中,我們假設角掃描范圍以的間隔(這樣K=181)覆蓋了陣列的全部角度(從到)。,在選擇階段,我們同樣可以在天線之間設置一個最小間距。我們把上面1)中的循環(huán)步驟應用于每一個候選位置,然后把第m個天線移動到使式(28)中的標準達到最小值的位置上。重復第一步和第二步只到達到了預設的停止標準,例如,這里,,式中,和表示在第i次循環(huán)中獲得的估值。第一步。此外,向量表示的元素明智平方根,這樣。同樣的,向量權重設計接收波束成形的方法,包括式(24)中的附加約束,是類似于受rank(R)=1約束的發(fā)射波束設計。實際上。因此。我們讓矩陣包含矩陣的行,這些行對應著個天線的位置(我們從式(18)中的陣列方向向量中創(chuàng)造一個稀疏接收向量)。我們假設陣列孔徑是線性的。因為接收波束成形不依賴于系統(tǒng)發(fā)射波形的相關性,所以以下的討論更多的用于和多種接收天線相關的各種雷達設備。在有一個最小天線間距的基礎上,當我們在一個循環(huán)中重新放置天線的時候我們僅僅忽略那些與有天線占據(jù)的位置的相鄰位置(這些位置離已經(jīng)固定的天線太近了)。我們對剩下的天線做同樣的運算,使所有天線都陸續(xù)的移動到他們的最佳位置上。 考慮發(fā)射陣列中的第m個天線。然后,16 非均勻陣列天線波束成形技術研究 (14) (15) (16) (17)對于式(14)中W的表達式的求證過程在附錄B中。關于(12)中的問題和它與式(11)關系的更多詳細情況,請看[35]。 (10)通過對Z的精心挑選,可以施加更多的關注去匹配在指定角度范圍上的理想波束(因為權重是相關的,我們選擇來簡化字符)。我們將首先描述一個循環(huán)更新R的方法,給出一組天線的位置,然后在下一部分,我們將給出天線選擇的步驟。相似地,包含了R的各行和各列,僅僅當這各行和各列對應著用于傳輸?shù)膫€天線時。的發(fā)射功率表示為 (5) 每一個角度的發(fā)射波束,可以用他們的向量方式表示為 (6) 14 非均勻陣列天線波束成形技術研究關于式(5)和式(6)的更深入討論在[12][14]。然后給出我們的用于MIMO發(fā)射波束設計的迭代算法,這個算法可以在最小平方意義上,通過循環(huán)的確定天線的位置和一個逼近的發(fā)射協(xié)防差矩陣來逼近所需的發(fā)射波束。表示矩陣X的漢密爾頓平方根。我們在第三章進行數(shù)字仿真,第四章是結論。 研究框架在這篇文章中,我們試圖把稀疏矩陣方法的思想用于稀疏MIMO矩陣設計。在[24]中,作者利用一個實際的成本函數(shù)來循環(huán)的最小化一個成本函數(shù),來匹配所需的接受波形。以前所做工作的詳細回顧可以在[23]中找到。稀疏矩陣設計的目的已經(jīng)變成減少產(chǎn)生理想的空間接受波束所需的天線個數(shù),當然,這樣也會減少成本。在那里,作者描述了怎樣用凸優(yōu)化來確定R(在一定的功率約束下),而這個R能最好的逼近所需的波形。波形多樣化允許更高的自由度,這使得MIMO系統(tǒng)在發(fā)射波束設計中獲得更高的靈活度。針對問題的第三方面,目前采取的是設計時約束激勵的范圍,使得各陣元激勵都在一定范圍內取值,保證 CRT 不會超出某一值。其中,在給定天線形狀與陣元數(shù)的前提下,如何合理的設計陣元間距與激勵幅相分布從而使得陣列的峰值旁瓣電平最低是最重要的一類課題[10]。 其它算法還有:正交投影算法、共軛梯度法、微擾法等。d)采樣矩陣求逆(SMI)或直接矩陣求逆(DMI)算法。因此,選擇不同的準則并不會影響陣列輸出的性能。b)最大信號與干擾噪聲比(SINR)準則:最佳權值使陣列輸入端的需要信號功率和不需要信號 (干擾和噪聲)功率之比最大,該準則需要事先知道需要信號的來向。波束形成算法的選擇決定
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