【正文】 Y6。Y4=X4。m=2^71。X4=1。clc。采用 matlab 里面的gfprimfd(7,39。Gold 碼發(fā)生器框圖：m1m2Gold 碼Gold 碼是由 m 序列的優(yōu)選對移位模二加構(gòu)成，m 1 和 m2 為同長度的兩個不同 m 序列并為優(yōu)選對。 比較原信息序列，可以看出最終判決信號與原信號相同，但是有時會出現(xiàn)誤碼。subplot(2,1,2)stem(S2)。 end endsubplot(2,1,1) 48 stem(S1)。 end if k2=5 S2(n2)=0。 if k1=5 S1(n1)=0。n2=1。 endendfor i=1:1:800 if ss2(i) ss2(i)=1。ss2(i)=yrej2(ij)。 47 對兩路信號分別采樣，判決figure(9)for i=1:1:50 S1(i)=0。時域波形與解擴碼 m2 相乘波形39。xlabel(39。t/s39。title(39。 46 對濾波后信號分別用 m1 和 m2 進行解擴figure(8)subplot(2,1,1)j1=rectpulse(M1,1000)。title(39。plot(tm,yrel)。f/Hz39。碼分復(fù)用信號經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)低通濾波39。)。)。magre=abs(yre)。xlabel(39。)。plot(ts,re)。碼分復(fù)用擴頻后經(jīng)信道調(diào)制加窄帶強干擾信號頻譜39。xlabel(39。dz=ds.*magz。%單位沖激for i=2:1:350000 zd(i)=0。wdth=min((Wp1Wc1),(Wc2Wp2))。Ap=1。Wp1=2*2040/fd。subplot(3,1,3)yba=fft(s_bpska,N)。xlabel(39。%經(jīng)過 awgn 信號，信噪比 3dBplot(ts,s_bpsk,ts,s_bpska)。)。碼分復(fù)用擴頻后調(diào)制信號頻譜39。fb=(1:N/2)*100000/N。 對比 walsh 碼進行復(fù)用后的信號與無碼分多址系統(tǒng)的信號，可以看出，無碼分多址系統(tǒng)的信息碼只有兩個取值1 和 1，但是復(fù)用后存在三個值1,0,1，所以 BPSK 調(diào)制信號存在為零的時刻。)。s_bpsk=s_b.*cos(2*pi*fs*ts)。)。兩路信息相加,即進行 walsh 碼復(fù)用39。)。擴頻后的待發(fā)送序列碼 239。t/s39。title(39。x12(i)=12*y2(i)。M2(8*i)=m2(8)。M2(8*i2)=m2(6)。M2(8*i4)=m2(4)。M2(8*i6)=m2(2)。y2=rectpulse(x2,8)。xlabel(39。 endendsubplot(2,1,2)stem(t*,x2)。x_rand=rand(1,N)。)。 endendt=0:N1。x_rand=rand(1,N)。如圖，改善的沃爾什碼 m1 與 m2 正交。)。endstem(k1,m2)。改善的沃爾什碼 m139。xlabel(39。) 。k39。endk=1:1:m。 L(i)=Y1。 Y1=X1。X3=1。clear all。 二進制比特信息1100Hz8 位改善 walsh 碼m12022Hz 載波 cos4000πtBPSK 調(diào)制信號高斯白噪聲恢復(fù)載波 cos4000πt100Hz8 位改善 walsh碼 1凱薩爾濾波器低通濾波采樣、判決信息 1100Hz 擴頻序列2040~2050Hz 窄帶強干擾 二進制比特信息2100Hz8 位改善 walsh 碼m2100Hz8 位改善 walsh 碼m2采樣、判決信息 2 37 產(chǎn)生改善的 walsh 碼在本實驗中，我采用了前面的 7 位 m 序列改善的沃爾什碼。當窄帶干擾幅度為信號幅度的 500 倍時，誤碼率較大，不能忍受，但這種情況基本不會出現(xiàn)。擴頻碼越長，誤碼率越低，抗干擾能力越強。 可以看出，擴頻序列誤碼率與無擴頻系統(tǒng)的理論誤碼率基本相同，說明在沒有窄帶干擾的情況下擴頻與否對于誤碼率影響不大。可以看出，大多數(shù)時間信號吻合，在第 左后出現(xiàn)兩個誤碼。誤碼率仿真采用了 SIMULIMK 自帶的 Error Rate Calculation 模塊，來對比發(fā)送與接收的碼流。SIMULINK 是MATLAB 最重要的組件之一，它提供一個動態(tài)系統(tǒng)建模、仿真和綜合分析的集成環(huán)境。比較功率譜。)。plot(freb,prelnz(1:N/2)*2/N,freb,prelz(1:N/2)*2/N)。能夠看出，由于窄帶干擾與擴頻序列不相關(guān)，經(jīng)解擴后頻譜幅度明顯降低，對信號無太大影響，信號的時域波形只是增加了幅度很小的干擾，對采樣判決沒有影響。)。plot(freb,magzj(1:N/2)*2/N,freb,magnzj(1:N/2)*2/N)。subplot(3,1,3) %分別畫出信號與干擾經(jīng)低通濾波后頻譜yzj=fft(yrzlj,N)。axis([0,4,])。plot(ts(1:350000),yrnzlj+yrzlj)。 %對濾波后帶干擾信號進行 ifft 變換yrzl=real(ifft(magynzl,400000))。title(39。axis([0,200,0,])。從圖上可以看出，窄帶干擾非常強。title(39。 27 ynz=fft(ynzz,N)。 %信號乘以恢復(fù)載波yz=fft(yzz,N)。)。)。%magrelz=magrel。ybz=fft(zd,N)*100000。bd=fir1(Nd,[W1 W2])。W1=(Wp1+Wc1)/2。Wc1=2*2030/fd。之后，與恢復(fù)載波相乘。)。 end S(i)=(1S(i))/2。 if ss(ij)==0 ss(ij)=ss(ij+4)。subplot(2,1,2)for i=1:1:350 %判決信號算法 if ss(i) ss(i)=1。endstem(ss)。)。解擴后信號功率譜39。prel=yj.*conj(yj)/N。xlabel(39。axis([0,200,0,])?？梢郧宄闯觯鈹U前信號主瓣約為 100Hz，解擴后恢復(fù)為 100/7Hz，與發(fā)送信息吻合。axis([0,200,0,])。title(39。解擴前后信號頻偏對比39。)。解擴后信號頻譜39。magj=abs(yj)。title(39。xlabel(39。如圖，經(jīng)過低通濾波器后，高頻分量基本消失，剩下的信號已經(jīng)能夠進行采樣判決，時域波形與原信息基本吻合。)。subplot(2,1,2)yrel=real(ifft(bs.*yre,400000))。)。 %對無擴頻系統(tǒng)頻譜做 ifft 變換tm=(1:N)/N*4。xlabel(39。title(39。Hz39。title(39。%返回截止頻率為 wc 的 Nw 階的低通濾波器系數(shù)向量bs=abs(freqz(b,1,400000,fsw))39。Nw=ceil(()/(*(wcwp)/2))+1。ap=1?？梢钥闯?，信號乘以頻率為 2kHz 的恢復(fù)載波后，在基帶和 4kHz 處存在頻譜分量，則下一步需要對信號進行低通濾波。title(39。)。plot(freb,magreb(1:N/2)*2/N)。同時，無擴頻系統(tǒng)符號速率仍然是 100/7Hz 即 出現(xiàn)符號變化，擴頻系統(tǒng)100Hz 即 出現(xiàn)符號變化。title(39。axis([,])。擴頻前接收信號乘以恢復(fù)載波39。xlabel(39。下面，我將分別仿真解調(diào)解擴后譯碼輸出及加入窄帶強干擾后解調(diào)解擴譯碼輸出的時域和頻譜。由上圖可以清楚地對比經(jīng)高斯白噪聲信道前后的頻譜對比。)。subplot(2,2,4)plot(fb,maga(1:N/2)*2/N)。)。subplot(2,2,3)plot(fb,mag(1:N/2)*2/N)。)。subplot(2,2,2)plot(fbb,magba(1:N/2)*2/N)。)。subplot(2,2,1)plot(fbb,magb(1:N/2)*2/N)。至于頻譜變化，這張圖并不明顯，于是我在下一張圖繼續(xù)比較了加入高斯噪聲后的頻譜變化。title(39。axis([1700,2300,0,])。subplot(2,2,4)yba=fft(s_bpska,N)。axis([1700,2300,0,])。plot(fbb,magba(1:N/2)*2/N)。)。擴頻后經(jīng)加噪過信道后的信號與原信號時域波形對比39。measured39。title(39。axis([0,])。figure(5)subplot(2,2,1)s_bpskba=awgn(s_bpskb,3,39。)。擴頻后調(diào)制信號頻譜39。fb=(1:N/2)*100000/N。Hz39。title(39。 %無擴頻信號 BPSK 調(diào)制頻譜magb=abs(ybb)。擴頻前 bpsk 信號時域波形 39。s39。subplot(2,1,1)s_bb=rectpulse(x,7000)。)。 %將沖激信號補成矩形信號s_bpsk=(12.*s_b).*cos(2*pi*fs*ts)。 9 對擴頻前后信號進行 BPSK 調(diào)制，觀察其時域波形BPSK 調(diào)制采用 2kHz 信號 cos(2*2022*t)作為載波figure(3)subplot(2,1,2)fs=2022。axis([0,350,0,1])。ends(l)=0。k=k+1。k=k+1。 k=k+1。subplot(2,1,2)l=1:7*N。title(39。a=a+1。N=50。)。subplot(3,1,3) %求雙極性 m 序列自相關(guān)函數(shù)plot(b,a)。)axis([90,140,0,])。 %求雙極性 m 序列頻譜fm=(1:2048)*200/2048。移位寄存器產(chǎn)生的雙極性 7 位 M 序列39。ylabel(39。axis([0,7,1,1])。 L(i)=Y1。 Y1=X1。X3=1。 5 matlab 設(shè)計流程圖基本擴頻系統(tǒng)仿真流程圖100Hz 擴頻序列100/7Hz 二進制比特信息100Hz 7 位雙極性 m 序列2022Hz 載波 cos4000πtBPSK 調(diào)制信號高斯白噪聲恢復(fù)載波 cos4000πt100Hz 7 位雙極性 m 序列凱薩爾濾波器低通濾波采樣、判決 6 matlab 程序及仿真結(jié)果圖生成 m 序列及 m 序列性質(zhì)實驗產(chǎn)生 7 位 m 序列，頻率 100Hz，模擬線性反饋移位寄存器序