【正文】 準漂移； 二是 工藝模型變化引起的基準漂移 [25]。國內外學者對基準電路的低功耗設計研究得較多，比如： Filanovsky .等指出工作在亞閾值區(qū) MOSFET的柵源電壓滿足準指數(shù)關系，可以取代雙極晶體管進行低功耗參考源設計 [26]。 總之，設計出的基準電壓源模塊不僅應該具有低功耗、高電源 抑制比的特性，而且為了滿足 LDO輸出電壓的高精度，基準電壓應該對溫度和工藝模型的敏感度較小。 27 4 LDO 穩(wěn)定性研究 與補償方式的確定 本章首先介紹測試負反饋環(huán)路增益 的相關理論 ， 對 LDO線性穩(wěn)壓器進行交流小信號建模，推導出系統(tǒng)的開環(huán)增益與零極點 位置分布，指出傳統(tǒng)的采用輸出電容和等效串聯(lián)電阻補償方案的缺陷。 LDO 環(huán)路增益的建模 V i n ( s )H ( s )G ( s )V o u t ( s ) 圖 41 負反饋系統(tǒng)框圖 圖 41示為一般負反饋系統(tǒng)框圖，其中 H(s)、 G(s)分別為前饋網(wǎng)絡和反饋網(wǎng)絡，Vin(s)、 Vout(s)分別為系統(tǒng)的輸入輸出信號。 H ( s )G ( s )V o u t ( s )V x ( s )V y ( s ) 圖 43 開環(huán)小信號等效模型 如果不考慮直流工作的變化，那么環(huán)路傳輸函數(shù)為 )()()( )()( sGsHsV sVsA xyV ?? (41) 實際上，如果對直流工作點不加考慮，工作狀態(tài)不對或是無法正確模擬環(huán)路的工作狀態(tài)，那么開環(huán)的環(huán)路小信號分析結果肯定是不對的。也可以采用電阻來等效，用交流阻值極小而直流阻值極大的電阻模型代替電容來隔直流，用交流阻值極大而直流阻值極小的電阻代替 29 電感來隔交流，見圖 44。 V r e fP M O SA M PV x ( s )V y ( s )V c c1FR 2FR 圖 45 LDO 環(huán)路增益測試的示意圖 傳統(tǒng) ESR 電阻補償 傳統(tǒng) ESR 電阻補償原理 傳統(tǒng)的 LDO補償方式是在輸出電壓端外接大電容 CL與等效串聯(lián)電阻 Resr，利用 CL與 Resr產(chǎn)生零點補償電路中的第一非主極點， CL與輸出端等效負載則構成系統(tǒng)的主極點。 從 (47)式可以看出，系統(tǒng)存在三個極點和一個零點，分別是： 0 12 out LP RC?? (48) 1 2212 oP RC?? (49) 2 1112 oP RC?? (410) LesrCRZ ?210 ? (411) 第一個極點 P0來自于等效輸出電阻 Rout和輸出電容 CL。 第二個極點 P1來自于誤差放大器第二級輸出阻抗 Ro2和 PMOS調整管柵極等效電容 C2。 零點 Z0則來自于輸出電容的等效串聯(lián)電阻 Resr和輸出電容 CL，一般應設計 使 得Z0與系統(tǒng)的第一非主極點 P1近似相等，從而讓兩者相抵消達到頻率補償?shù)哪康?。因此?ESR補償方法的缺陷之一就是電路的帶寬隨輸出電流的變化而變化，較小的帶寬會嚴重影響系統(tǒng)的動態(tài)響應性能與 PSRR指標。 其結果是 UGF內存在三個極點 和 一個零點，由此導致的系統(tǒng)不穩(wěn)定稱為過補償 ，見圖 49(b)。S t a 。 Gain [dB]POZE S RPaPbPhase [176。 當輸出電容 CL和等效串聯(lián)電阻 Resr都比較大時，零點補償頻率會很靠前，接近第 一非主 極點甚至是主極點 。假設 ESR電阻產(chǎn)生的零點能夠完全補償?shù)粽`差放大器內部的高頻極點，那么在 UFG內只剩下主極點 P0。 第三個極點 P2來自誤差放大器內部第一級輸出阻抗 Ro1和第一級輸出的等效電 32 容 C1。如果調整管的輸出電阻 ro遠小于負載電阻 RL和反饋比例電阻 RF RF2，則 (48)式可以化簡為 0 112 2 2 outo u t L o L LIP R C r C C?? ? ?? ? ? (412) 從上式可以看出主極點 P0的位置并不是固定不變的，而是隨輸出電流的變化左右移動。 30 outVLC1mgrefV 2FR 1F LR2mg1oR1C esrRfb inV 3mgoR2C 圖 46 ESR 電阻補償原理圖 圖 46為利用 ESR(equivalent series resistance)電阻進行補償?shù)碾娐吩韴D，其小信號等效模型如圖 47所示。將電路中各元器件設置為正確的直流偏置狀態(tài)，并在誤差放大器的正相端輸入交流信號 Vx(s)，它通過放大器與共源結構的調整管共同放大后輸出交流信號Vy(s)，見圖 45。利用電感的隔交流特性和電容的隔直流特性可以獲得交流開路、直流閉合的效果。 理 想 的 開 環(huán) 點不 推 薦 的 開 環(huán) 點 圖 42 開環(huán)斷點的選擇 斷開負反饋環(huán)路時可以嘗試著在某一高阻點處斷開，因為高阻抗點對低頻段的零極點不會產(chǎn)生什么影響。并對嵌套式密勒補償中調零電阻可能存在的位置進行分析，確定了最合適的補償結構從而有效地消除了右半平面零點對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。針對調整管柵極可能出現(xiàn)的中低頻極點導致 LDO系統(tǒng) UGF較小，穩(wěn)定性較差的特點，將在第四章提出新型的補償方法從而保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 Carvalho Ferreira等提出的利用工作在弱反型區(qū)的 MOSFET設計出超低功耗的基準電源 [27]。因此在設計基準電壓模塊的時候，不但要考慮基準隨溫度的漂移，還要考慮基準隨工藝模型的變化。 基準電路的設計考慮 24 LDO線性穩(wěn)壓器電路內部需要高性能的基準電壓源 ，為誤差放大器等模塊提供穩(wěn)定的偏置電壓。 A M Pre fVfbV outVccVbiasV 1FR 2FR pM1M2M?? ccV( a )A M Pre fVfbV outVbiasV1FR 2FR pM1M 2M??( b ) 圖 34 帶緩沖級 LDO 電路示意圖 圖 34(a)、 (b)所示分別為使用 NMOS和 PMOS管源跟隨結構的 LDO電路。一些研究表明由于調整管的尺寸較大，因而在其柵極有較大的寄生電容；又由于誤差放大器的輸出阻抗也較 大，從而在調整管的柵極出現(xiàn)一個中低頻極點 P1[23~24]。因此，本文將放大器的結構鎖定在二級放大結構或共源共柵結構的運放上。誤差放大器的設計參數(shù)主要包括：增益、輸出阻抗、帶寬、輸出擺 率電流、輸出電壓擺幅和靜態(tài)電流等 [22]。比如，連接線的線電阻和線電容、過大的線電流密度、熱耗 散功率、版圖內部寄生效應等。作為輸入端向負載提供輸出電流的通道，調整管的寬長比越大，驅動負載的能力就越強。加之 MOS管的導通電阻較小，因此這種結構的穩(wěn)壓器具有較小的漏失電壓。以 PNP管為調整管還有另一個缺點，就是當電路進入非穩(wěn)壓區(qū)域 (dropout region)的時候，它往往也會進入飽和狀態(tài)，造成 PNP晶體的電流增益 β 值下降。 圖 33(c)所示為 PNP結構的調整管。 20 （ a ） 達 林 頓 N P N 結 構 （ b ） N P N 結 構（ c ） P N P 結 構（ d ） P M O S 管 結 構 （ e ） N M O S 管 結 構 圖 33 幾種類型的 LDO調整管 圖 33(a)所示為 NPN達林頓管結構的調整管，由兩個 NPN管和一個 PNP管構成。而且為了防止雙極型調整管進入飽和狀態(tài)而降低輸出能力，輸入輸出之間必須維持一定的壓差， 因 而無法提高電源轉換效率； MOS型器件有極低的靜態(tài)功耗，并且具有集成度高，抗干擾能力強，寬的電源電壓范圍以及較寬的輸出電壓幅度。此外，大尺寸的電容也會增加系統(tǒng)成本。由于系統(tǒng)的環(huán)路增益和穩(wěn)定性將在第四章專門研究，所以本節(jié)只對 LDO的電源抑制比指標進行 分析。 負載調整率的研究 假設某一時刻輸出電流變化 oI? ，由此引起的輸出電壓變化為： out o outV I R? ?? ? (38) 對于由調整管、誤差放大器和反饋比例電阻構成的閉合回路來說，輸出電壓變化outV? 被采樣反饋給誤差放大器輸入端的電壓信號為： 112Fs outFFRVVRR? ? ? ?? (39) 它經(jīng)過誤差放大器和調整管的放大后對輸出電流的影響變?yōu)椋? 112Fo s m a m p o u t m a m p o aFFRI V g g V g g RRR? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? (310) 由 (310)式得 ： 1211out FFo u t m a m p o a FV RRI g g R R? ???? ? ? (311) 從上式就可以得知負載調整率與系統(tǒng)電路的開環(huán)增益成反比，系統(tǒng)的直流增益越大， LDO穩(wěn)壓器 的負載調整率就越好。因此，就要犧牲功耗，增大誤差放大器的靜態(tài)電流，以獲得較快的響應速度。這是因為負載階躍時，會 由 outC 首 先提供部分電流來滿足階躍輸出電壓的改變，此時附加的 bC 同樣可以提供部分電流，這樣相當于減緩了 outC 提供電流變化而 造成 電壓下降的強度。 當負載由最大值突然階躍到非常小時，系統(tǒng)同樣需要一個響應時間 3t? ，產(chǎn)生 15 一個負向的過沖值 3V? ，它們的表 達式分別為 , m a x , m a x33 1LL e s r e s ro u t b o u t b c lIIV t V VC C C C B W??? ? ? ? ? ? ? ? ??? (34) 3 1clt BW?? (35) 比較 式 (32)和 (35)，上面兩式中 3t? 比 1t? 更小，這主要 是 因為當負載階躍變小時，調整管柵極寄生電容對響應時間的貢獻可以忽略不計， 使 3t? 只等于系統(tǒng)閉環(huán)帶寬的 倒數(shù) ，這樣也使過沖 值 3V? 比 tr maxV?? 更小一些。 隨著 LDO響應負載階躍變化 的 結束，系統(tǒng)經(jīng)過調整時間 2t? 后，輸出電壓重新穩(wěn)定，比 標稱輸出電壓 值減小了 2V? ， 其 變化量 2V? 可以用式 (33)表示： 2 (max)o reg OV R I??? (33) 其中， oregR? 是 LDO系統(tǒng)的閉環(huán)輸出阻抗，是調整管導通電阻減小 ( VA??1 )倍后的輸出 ， Io(max)是負載階躍變化量。 閉環(huán) 響應時間 1t? 在 典型情況下 是 由輸出電容 Cout、最大負載電流 Io(max)和可允許的最大輸出變化量 GV? 確定的 [15~16]。 輸出電壓（V）時 間 （ s ）1t?2t? 4t?2V? outVloadI3V? 4?trmaxV?? 3t? 圖 31 LDO 線性穩(wěn)壓器的負載瞬態(tài)響應圖 圖 31為典型的 LDO線性穩(wěn)壓器負載瞬態(tài)響應曲線 [14]。本章首先對系統(tǒng)電路進行瞬態(tài)、直流、交流分析，然后根據(jù)低功耗的設計需要確定各子模塊的基本結構，進而確定 LDO的系統(tǒng)結構。 為了節(jié)省共 用 電池的電量， 在 設備不工作時， LDO穩(wěn)壓器上的使能端可以使 LDO進入休眠模式，從而達到省電目的 [13]。這樣不僅給后續(xù)電路提供穩(wěn)定的電壓，而且隨著電池工作時間的推移，也提高了 LDO的工作效率。圖 24所示為LDO的四種 典型應用。 顯然， 負載調整率 越小越好。 051 01 5 2 02 52 . 53 . 03 . 54 . 04 . 56 07 08 09 01 0 0時 間 （ 小 時 ）電池電壓（V，三節(jié)堿性電池）效率 （%）電 池 電 壓效 率 曲 線 圖 23 LDO效率與電池輸出電壓的時間關系 在實際應用中，分析效率時還必須清楚：由于電池不是理想電源，它具有輸出電阻，因此供電時它的輸出電壓是逐漸下降的，電池的這種特性是非常有利于LDO線性穩(wěn)壓器工作效率的提高。 但 由于固定 輸出電壓數(shù)值均為常用電壓值，不可能滿足所有的應用要求， 因此也可以 外接 反饋比例電阻，通過調節(jié)外接 電阻阻值獲得需要的輸出電壓。 在實際電路中由于 1A??? ，所以 (21)式可以寫成： 121ref FFo u t refFV RRVV R? ?? ? ? (23) 由式 (23)可知， LDO穩(wěn)壓器的輸出電壓只取決于基準電壓和反饋系數(shù)，而與輸入電壓和負載電流的大小無關。未調節(jié)的輸入電壓