【正文】 wer Supply）全稱應(yīng)急電源供電系統(tǒng)。 應(yīng)急電源的應(yīng)用現(xiàn)狀和 發(fā)展趨勢 EPS 應(yīng)用現(xiàn)狀 目前市場上的 EPS 應(yīng)急電源品牌眾多，在設(shè)計(jì)上所采用的控制方式和控制手段不盡相同，但針對所帶負(fù)載的種類大致可以歸納為以下三種：一是主要用于應(yīng)急照明和事故照明的單相 EPS；二是用于應(yīng)急照明、事故照明之外，還有應(yīng)用于空調(diào)、電梯、卷簾門、排氣風(fēng)機(jī)、水泵等電感性負(fù)載或兼而有之的混合供電的三相系列 EPS；三是直接給電動(dòng)機(jī)供電的變頻系列 EPS。 EPS 為了更好地結(jié)合實(shí)際應(yīng)用，往往采用 “ 多合一 ” 的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，但由于負(fù)載及環(huán)境的復(fù)雜性，也由此帶來設(shè)備標(biāo)準(zhǔn)化和設(shè)計(jì)院所、用戶選型的困難。 EPS 是 用于緊急負(fù)載的供電，其負(fù)載往往為非單一的負(fù)載，而這些負(fù)載在緊急情況下的關(guān)鍵程度不盡相同，因此，對于 EPS 來說，某些配電管理功能至關(guān)重要。 （ 3）電池管理由于 EPS 的使用環(huán)境一般較 UPS 惡劣，為盡可能延長蓄電池的使用壽命，充電器應(yīng)同時(shí)具備以下功能： ?可設(shè)定充電限流； ?可設(shè)定電池放電終止電壓； ?具有自動(dòng)浮充功能，充電機(jī)制應(yīng)符合 DIN41773 標(biāo)準(zhǔn)； ?具有浮充電壓溫度補(bǔ)償功能； ?智能電池檢測功能； ?深放電保護(hù) (可強(qiáng)制應(yīng)急 )[1]。由于采用了 PWM 整流電路，再加上適當(dāng)?shù)目刂?，可以使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因?shù)近似為 1。為提高 CAN 模塊通信的穩(wěn)定性， CAN收發(fā)器的輸入輸出都采用高速光電耦合器。市電正常時(shí)，應(yīng)合理為蓄電池充電。第二個(gè)階段：當(dāng)恒流充電到蓄電池電壓上升至某一設(shè)定值時(shí)，結(jié)束恒流充電，切換至恒壓充電，以恢復(fù)剩下的能量。當(dāng)市電不正常時(shí)（斷電），切斷市 電至負(fù)載的通路，通過逆變器和輸出濾波器，由蓄電池向負(fù)載供電， 系統(tǒng)由微控制器控制。市電異常時(shí)（如斷電）， 通過電磁閥 切斷市電至負(fù)載的中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計(jì) 6 線路，通過雙向 DC/DC 電路、雙向 PWM 電路以及濾波電路向負(fù)載供電。晶閘管相控整流電路的輸入電流滯后于電壓，其滯后角隨著觸發(fā)延時(shí)角的增大而增大，位移因數(shù)也隨之降低。目前， SPWM 控制技術(shù)已在交 流調(diào)速用變頻器和不間斷電源中獲得了廣泛的應(yīng)用。將整流和逆變結(jié)合以及把升壓斬波和降壓斬波結(jié)合起來，電路的結(jié)構(gòu)更加緊湊，工作性能也更好。 （ 3） CAN 節(jié)點(diǎn)在錯(cuò)誤嚴(yán)重的情況下具有自動(dòng)關(guān)閉輸出的功能，以使總線上其他節(jié)點(diǎn)的操作不受影響。 最終方案：從系統(tǒng)簡化和可靠性的角度考慮，主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用雙向 PWM 整流逆變電路和雙向 DC/DC 變換電路， 使用 CAN 總線 與上位機(jī)通信， 即選擇方案二。 圖 雙向 DC/DC 變流器主電路 當(dāng)蓄電池放電時(shí)，雙向 DC/DC 電路工作于升壓模式。 當(dāng)蓄電池要充電時(shí)，雙向 DC/DC 電路工作于降壓模式。濾波電容 C0 可以降低蓄電池端壓的脈動(dòng) [2]。 選用 IGBT 時(shí)，主要考慮 IGBT 上承受的最大電壓和流過 IGBT 上的最大電流以及開關(guān)頻率等指標(biāo)來選擇合適的 IGBT。儲能電感 L 的大小可由如下公式得到： L=UdTD(1D)/(2IOC) （ ） IOC=(1/5～ 1/3)IOM （ ） 式中： Ud— 直流端電壓 T— 開關(guān)周期 D— 占空比 IOC— 臨界連續(xù)電流 IOM— 最小負(fù)載電流 中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計(jì) 10 為了使蓄電池兩端的電壓脈動(dòng)較小，應(yīng)在蓄電池兩端加上濾波電容，其容量如下式： C=UdT2/8L△ U0 () 式中： Ud— 直流端電壓 T— 開關(guān)周期 L— 儲能電感 △ U0— 蓄電池兩端的電壓脈動(dòng)量 [4] 實(shí)際參考取值為 2mF，耐壓 600V。但它價(jià)格比較貴。 (1）普通蓄電池；普通蓄電池的極板是由鉛和鉛的氧化物構(gòu)成，電解液是硫酸的水溶液。它還具有耐震、耐高溫、體積小、自放電小的特點(diǎn)。放電時(shí)間 瓦時(shí)容量 =安時(shí)容量179。實(shí)驗(yàn)表明，如果充電電流按這條曲線變化，就可以大大縮短充電時(shí)間，并且對 電池的容量和壽命也沒有影響。所以除了正確使用蓄電池之外，在主電路設(shè)計(jì)時(shí)，要針對系統(tǒng)具體要求，對蓄電池進(jìn)行合理的容量配置，使它的實(shí)際可供使用容量能滿足要求，蓄電池的實(shí)際可使用容量與放電電流大 小、環(huán)境溫度、蓄電池存儲的時(shí)間長短、負(fù)載特性等因素有關(guān)。 1000179。 圖 是三相橋 式 PWM 型逆變電路，這種電路一般采用雙極性控制方式。當(dāng) urAuc時(shí)，給上橋臂 V1 以導(dǎo)通信號，給下橋臂 V4 以關(guān)斷信號，則 A相相對于直流電源假想中點(diǎn) N’ 的輸出電壓 uAN39。 V1和 V4 的驅(qū)動(dòng)信號始終是互補(bǔ)的。 N 為直流電源假想中性點(diǎn)。圖中的線電壓 UAB的波形可由 uAN uBN得出。從波形圖可以看出，負(fù)載相電壓的 PWM 波由（177。在三相 PWM 逆變電路中，通常公用一個(gè)三角波載波，且取載波比 N 為 3的整數(shù)倍，以使三相輸出波嚴(yán)格對稱。圖 所示為低通濾波器的單元電路。由于 fcfs,故ω cL1/ω cC, 故ω cL 對基波的 K 倍次諧波信號阻抗很高； 1/ω cC 對基波的 K 倍次諧波信號分流很大，因此濾波器不允許基波的 K 倍次諧波信號通過。即載波頻率越高，輸出電壓波形中的諧波頻率也越高，也越容易被濾除。采用異步調(diào)制時(shí)，不同信號波周期的 PWM 波形是不相同的，因此無法直接以信號波周期為基準(zhǔn)進(jìn)行傅 里葉分析。在其輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為 nω c177。ω r。 從上述分析中可以看出， SPWM 波形中所含的諧波主要是角頻率 ω c、 2ω c及其附近的中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計(jì) 16 諧波。如濾波器設(shè)計(jì)為高通濾波器，且按載波角頻率 ω c來設(shè)計(jì)，那么角頻率為 2ω c、 3ω c等及其附近的諧波也就同時(shí)被濾除了 [6]。同時(shí)，輸入電流中諧波分量也相當(dāng)大，因此功率因數(shù)很低。 整流電路工作原理 當(dāng)電網(wǎng)恢復(fù)正常時(shí)，市電一路通過轉(zhuǎn)換開關(guān)直接給負(fù)載供電。工作模式： （ 1）橋中所有處于通態(tài)的三個(gè)器件都是二極管 ,所以的可控器件均處于阻態(tài)，因此這種模式也叫 3D0V 模式。由于 V1導(dǎo)通，由 VD2 和 V1 將電源 uab 暫時(shí)處于短路狀態(tài)，此時(shí) uab=0，ubc=Ud， uca=.Ud。這就必須對 Udc采取一定的限制。 圖 a 相電路電壓矢量圖 設(shè) UfA為整流器輸入端相電壓基波的有效值，則在整流運(yùn)行時(shí)有： UfA2=(UaRIa)2+(ω LIa)2 () 式中 Ua— 電源電壓有效值 Ia— 電源電流有效值 ω — 電源電壓角頻率 在逆變運(yùn)行時(shí)有： UfA2=(Ua+RIa)2+(ω LIa)2 () 用 ufa、 ufb、 ufc表示整流器中 A、 B、 C、點(diǎn)對 O 點(diǎn)的相電壓基波。為保證 uAB、 uBC、 uCA不含有低次諧波， Udc必須大于輸入端線電壓基波的峰值，即 Udc () 因控制方式不同， Udc 在整流器輸入端所能產(chǎn)生的最大 UfA 也不相同，由此導(dǎo)致輸入端線電壓的大小也不相同。 在 SPWM 整流器中，為保證電源電流不發(fā)生畸 變， Udc 所能產(chǎn)生的最大線電壓峰值為。 為了減小開關(guān)管在開通和關(guān)斷時(shí)電路對開關(guān)管的沖擊，在開關(guān)管兩端應(yīng)設(shè)計(jì)一個(gè)吸收電路。 在直流側(cè)加上濾波電容，能有效減少工作時(shí)直流母線電壓中的脈動(dòng)交流幅值，并能短時(shí)貯存負(fù)載開關(guān)切換時(shí)反饋的電感電流貯能，抑制由此引起的過壓，維持直流端壓的穩(wěn)定。 根據(jù)穩(wěn)態(tài)分析得出的結(jié)論，在限定的電壓利用率下，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)角為θ時(shí)電感中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計(jì) 20 需滿足的條件為： L≤ 3ρ 2RDCcosθ /(4ω (1sinθ )) () RDC— 負(fù)載電阻 ρ — 電壓利用率 依據(jù)上式可得到電感取值的一個(gè)上限值，在該限值范圍內(nèi)，以單位功率因數(shù)整流模式來考慮， L 取值越大，可滿 足調(diào)制處于線性區(qū)的最小直流電壓就越高，而對于功率因數(shù)小于 1 的整流模式，超前功率因數(shù)運(yùn)行模式時(shí)，最小電壓隨 L取值增大而增大，滯后功率因數(shù)運(yùn)行模式中， L 對最小電壓的作用相反，臨界點(diǎn)大致位于小角度滯后功率因數(shù)運(yùn)行模式中。對于兩個(gè)方面相互矛盾的需求，需折中考慮 L 的取值。 （ 2）電容設(shè)計(jì) 電容的設(shè)計(jì)除了需要考慮直流電壓調(diào)節(jié)速度、電壓諧波抑制能力之外，還需要考慮在模式切換時(shí)容許的最大上升電壓指標(biāo)。本章介紹了應(yīng)急電源主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，包括雙向 PWM 電路、雙向 DC/DC 電路。P8xC591 輸出的 PWM 波形分辨率為 8 位，隨著數(shù)字電路的發(fā)展，這樣由軟件實(shí)現(xiàn)的閉環(huán)控制越來越精確。 圖 P8xC591 脈沖調(diào)制輸出的功能框圖 表 預(yù)分頻器頻率控制寄存器（地址 FEH），復(fù)位值 =00H 7 6 5 4 3 2 1 0 中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計(jì) 22 表 PWMP 位描述 位 符號 描述 7～ 0 ～ 分頻系數(shù)：預(yù)分頻器分頻系數(shù) =（ PWMP+1） 表 脈寬寄存器 0（地址 FCH） ， 復(fù)位值 =00H 7 6 5 4 3 2 1 0 表 PWM0 位描述 位 符號 描述 7～ 0 ～ 占空比： PWM0 信號低 /高比率 =PWM0/(255PWM0) 表 脈寬寄存器 1 7 6 5 4 3 2 1 0 表 PWM1 位描述 位 符號 描述 7～ 0 ～ 占空比： PWM1 信號低 /高比率 =PWM1/(255PWM1) PWM 逆變電路的控制波形的產(chǎn)生 SA4828概述 圖 SA4828 封裝圖 本設(shè)計(jì)的逆變采用 SPWM 波驅(qū)動(dòng)方式， SPWM 波由專用的芯片 SA4828 產(chǎn)生。 SA4828 引腳圖如圖 所示。由控制總線、地址 /數(shù)據(jù)總線、暫存器 R1－ R虛擬寄存器 R14－ R15 構(gòu)成，并以控制字的方式來實(shí)現(xiàn)。 SA4828 內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖和 SPWM 波產(chǎn)生原理圖分別如圖 所示。 （ 3） R1 的 D6～ D0， PDT6～ PDT0 脈沖取消時(shí)間： fPDT=127179。 （ 1） R0， PFS15～ PFS0 運(yùn)行頻率： fPOWER=fRANGE179。 PWM 整 流電路的控制 及波形產(chǎn)生 為了使 PWM 整流電路在工作時(shí)功率因數(shù)近似為 1，即要求輸入電流為正弦波且和電壓同相位，可以由多種控制方法。 圖 為間接電流控制的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。當(dāng)負(fù)載電流增大時(shí)，直流側(cè)電容 C放電而使其電壓 ud下降， PI調(diào)節(jié)器的輸入中小功率應(yīng)急電源的研究與設(shè)計(jì) 27 端出現(xiàn)正偏差，使其輸出 id增大， id的增大會使整流器的交流輸入電流增大，也使直流側(cè)電壓 ud回升。達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)， ud*和 ud仍然相等， PI 調(diào)節(jié)器輸入恢復(fù)到零，其輸出 id為負(fù)值 ,并與逆變電流的大小相對應(yīng)。各相電源相電壓 ua、ub、 uc分別減去前面求得的輸入電流在電阻 R 和電感 L 上的壓降，就可得到所需要的整流橋交流輸入端各相的相電壓 ua、 ub和 uc的信號，用該信號對三角 波載波進(jìn)行調(diào)制得到 PWM開關(guān)信號去控制整流橋，就可以得到需要的控制效果。其外環(huán)是直流電壓控制環(huán)，內(nèi)環(huán)是 交流電流控制環(huán)。該指令信號和實(shí)際交流電流信號比較后，通過滯環(huán)對各開關(guān)器件進(jìn)行控制，便可使實(shí)際交流輸入電流跟蹤指令值，其跟蹤誤差在由滯環(huán)環(huán)寬所決定的范圍內(nèi)。此電流信號乘以與電網(wǎng)同步的三相正弦波信號后，為各相的指令電流，三相指令電流與三相反饋電流滯環(huán)比較后產(chǎn)生 PWM 驅(qū)動(dòng)信號。 21345 678910 1112 1314U 2 6M C 1 5 9 5R 4 6 7 . 5 K R 5 0 2 7 KVCR53R52R51C 3 2 0 . 1 uR 9 2 1 2 KidS I N UR 8 81 3 KR 8 9 5K3K*321345 678910 1112 1314U 2 7M C 1 5 9 5R 5 5 7 . 5 K R 5 8 2 7 KR61R60R59C 3 3 0 . 1 uR 9 9 1 2 KidS I N VR 9 4 1 3 KR 9 5 5K3K*321345 678910 1112