【正文】 路，來產(chǎn)生功率開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。以驅(qū)動(dòng)器 KD101 用戶手冊(cè)給出的推薦電路為基礎(chǔ)，結(jié)合本次雙管正激變換電路的特點(diǎn)，給出改善后的驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)，如圖32 所示。48A，輸出為電壓信號(hào)。輸 入 電流正常時(shí)，正相輸入端電壓大于反 相輸入端電壓，則過流控制信號(hào) HIGHCURRENT 保持在高電平無效狀態(tài)。 另一路由反相器 U2B、三極管 Q繼電器 U4 等組成繼 電器動(dòng)作電路，當(dāng)任一種保護(hù)信號(hào)低電平有效時(shí)，三極管 Q4 導(dǎo)通，繼電器線 1 腳、 16 腳上電，繼電器常閉觸點(diǎn)斷開（ 4 腳、 6 腳），切斷主電路。由于保護(hù)信號(hào)均是低電平有效，由輸入過流、輸出過壓保護(hù)信號(hào)經(jīng)與門邏輯電路運(yùn)算后分為兩路執(zhí)行電路。過流保護(hù)電路工作原理：由霍爾電流傳感器輸出電壓信號(hào)，經(jīng)過反相比例放大器進(jìn)行電壓放大，再通過反相器進(jìn)行相位轉(zhuǎn)換，保持輸出與霍爾傳感器輸出電壓的相位一致，然后輸入下級(jí)的比較器與給定值進(jìn)行比較。 倘若 輸 出 過 電 壓， U1A則會(huì) 輸出低電平 HIGHVOLTAGE有效 保護(hù) 信號(hào)。 輔助電路的設(shè)計(jì) 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì) 本文學(xué)習(xí)研究的雙管正激交 錯(cuò)并聯(lián)變換器工作頻率為 50kHz，兩個(gè)超前管和兩個(gè)滯后管共需要 4 路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，數(shù)量較多，綜上所述，選用自給電源的脈沖變壓器的驅(qū)動(dòng)方式。分析表明文中提出的改進(jìn)型拓?fù)鋵?duì)輸出電壓、輸入電流紋波、變壓器原副邊存在的電壓過沖問題均有一定 的 改善，并且新型的移相控制策略也為變換器實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)技術(shù)、提高效率創(chuàng)造了條件，這些改善對(duì)于最終提升變換器的整體性能有著舉足輕重的影響。 t12 時(shí)刻，原邊繞組 L2 上的電流上升 至 Io/K+Im，同時(shí)副邊繞組 L3 上的電流上升至 Io，此模態(tài)結(jié)束。 開關(guān)模態(tài) 12[t11， t12] V i nQ 1C f R+Q2D1D2L l k 1Lr 1D 5D 6C r 1L 1L3C d s 1Cd s 2D R 1D R 4DR 2D R 3V oLQ3Q4D3D4Ll k 2L r 2D7D8C r 2L 2Cd s 3Cd s 4 圖 218 工作模態(tài) 12 等效電路圖 在工作模態(tài) 12 中， t11 時(shí)刻滯后管 Q3 開始完全導(dǎo)通，從模態(tài) 11 工作機(jī)理分析不難發(fā)現(xiàn)，受電路中諧振作用影響，流過 Q3 正向工作電流發(fā)生在 Q3 漏源電壓降為 0 之后。原邊變換器 2 中， 漏源結(jié)電容 Cds原邊繞組 L漏感Llk緩沖電容 Cr緩沖電感 Lr2 通過 Vin 發(fā)生諧振， L2 電壓不斷升高，而 Cds3 21 放電，電壓不斷降低 。 模態(tài) 9 完成了超前管 Q4 的驅(qū)動(dòng)作用，通過上述模態(tài)分析發(fā)現(xiàn)，該模態(tài)中除了流過開關(guān)管的諧振電流外并沒有主電流流過，而這個(gè)諧振電流是非常小 的，因此從實(shí)際意義上講，開關(guān)管 Q4 并沒有真正開通，它只是已經(jīng)完全滿足了提供電流通路的條件，并且開關(guān)管兩端電壓已經(jīng)降為 0。 t8 時(shí)刻，變換器 2 中的超前管 Q4 導(dǎo)通，此模態(tài)結(jié)束。 17 開關(guān)模態(tài) 7[t6， t7] V i nQ1Cf R+Q2D1D2L l k 1Lr 1D5D6Cr 1L 1L3Cd s 1C d s 2DR 1DR 4DR 2DR 3V oLf 1Q3Q4D3D4Ll k 2Lr 2D7D8Cr 2L2C d s 3Cd s 4 圖 212 工作模態(tài) 7 等效電路圖 工作模態(tài) 7 中， t6 時(shí)刻，原邊繞組 L1 勵(lì)磁電流降為零，續(xù)流二極管 D1 與 D2續(xù)流結(jié)束從而關(guān)斷，原邊繞組 L L2 上的電壓本應(yīng)降為 0，但此時(shí)，由于副邊繞組帶壓，并且恒定不變，因此原邊繞組也將承壓，從而導(dǎo)致原邊兩路變換器均發(fā)生諧振。 該模態(tài)的持續(xù)時(shí)間計(jì)算方法同理于模態(tài) 2，此處省略。 開關(guān)模態(tài) 5[t4， t5] V i nQ1Cf R+Q2D1D2L l k 1Lr 1D5D6Cr 1L 1L3C d s 1Cd s 2DR 1DR 4DR 2DR 3V oLf 1Q3Q4D3D4Ll k 2Lr 2D7D8Cr 2L 2Cd s 3Cd s 4 圖 210 工作模態(tài) 5 等效電路圖 t4 時(shí)刻，滯后管 Q1 關(guān)斷，原邊變換器 1 LCD 緩沖電路中的 D6 與 Cr1 支路再次導(dǎo)通，并且并聯(lián)于原邊繞組 L1 兩端，有效抑制原邊繞組電壓過沖，并且 Q1 關(guān)斷前，流過 Q1 的電流已經(jīng)提前降到勵(lì)磁電流 Im，相比于變壓器正常工作電流而 16 言是一個(gè)較小的 數(shù)值，并且在 Q1 關(guān)斷瞬間由于 D6 的導(dǎo)通，使得緩沖電容 Cr1 也并聯(lián)于 Q1 兩端，由于電容電壓不能瞬變， Q1 兩端電壓緩慢上升，因此 Q1 的關(guān)斷過程是一個(gè)非常接近理想軟開關(guān)狀況的近似 ZVS 關(guān)斷。 14 開關(guān)模態(tài) 3[t2， t3] V i nQ 1Cf R+Q2Q3Q4D1D3D2D 4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1C r 2L1L2L3Cd s 1Cd s 3C d s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL 圖 28 工作模態(tài) 3 等效電路圖 工作模態(tài) 3 中， t2 時(shí)刻， D6 關(guān)斷， D2 開通，原邊繞組 1 通過 Q1 與 D2 進(jìn)行續(xù)流，原邊繞組電壓被箝位在 vL2(t2)=vL1(t2)=0，變換器 2 中，漏源結(jié)電容 CdsCds原邊繞組 L漏感 Llk緩沖電容 Cr緩沖電感 Lr2 繼續(xù)通過 Vin 發(fā)生諧振。 t2 時(shí)刻，變壓器原邊充放電過程完成， L L2 上的電壓下降到 vL2(t2)=vL1(t2)=0， Q Q4 電壓下降到 vds3(t2)=vds4(t2)=Vin/2， Q2 電壓上升到 vds2(t2)=Vin，副邊繞組 L3 上的電壓 vL3降為 0。 開關(guān)模態(tài) 2[t1， t2] V i nQ1Cf R+Q 2D1D2Ll k 1Lr 1D5D6Cr 1L1L3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4DR 2D R 3V oLQ 3Q4D 3D4Ll k 2Lr 2D7D8Cr 2L2Cd s 3Cd s 4 圖 27 工作模態(tài) 2 等效電路圖 13 工作模態(tài) 2 中， t1 時(shí)刻，超前管 Q2 關(guān)斷，流過 Q2 的電流瞬間降為 0。 最終，結(jié)合上述移相控制后，本次課題 研究確定的采用 LCD 緩沖電路的ZVS 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激升壓變換 器即為圖 23 所 示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。最后， 10 通過深入地原理分析與仿真驗(yàn)證，提出一種全新的移相控制策略 [20]來驅(qū)動(dòng)該改進(jìn)型升壓變換器，從而實(shí)現(xiàn)該變換器的軟開關(guān)過程。近年來隨著國內(nèi)外學(xué)者們的不斷努力，雙管正激變換器不易實(shí)現(xiàn) ZVS 的問題正在逐漸被解決。再次改造后的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 21 所示： Vi nQ1Cf R+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2L1L2L3DR 1D R 4DR 2D R 3VoL 圖 21 交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器 （ 2） 對(duì)于變壓器原邊的 電壓過沖， 尤其是 開關(guān)管在關(guān)斷瞬間由于變壓器漏感所產(chǎn)生的尖峰電壓 ， 采用 LCD 無損緩沖電路來抑制 [1619]。 8 第 2 章 具有 ZVS 升壓變換器工作原理 主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的確定 （ 1）針對(duì)輸出電壓電流紋波較 大這一缺陷，采用雙路雙管正激變換器交錯(cuò)并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)予以解決，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)已經(jīng)發(fā)展成熟，并廣泛應(yīng)用于中等功率場合。 初步設(shè)定實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的技術(shù)指標(biāo)如下： 直流輸入電壓： 12V（ 10V14V）； 額定 輸出電壓： 48V； 額定輸出電流： 5A； 電壓調(diào)整率： 1%； 電流調(diào)整率： 1%； 紋波系數(shù)： 1%。國內(nèi)目前使用最多的兩種驅(qū)動(dòng)方法均基于傳統(tǒng)移相控制法，一種是在變壓器二次側(cè)增加諧振電感 后使用傳統(tǒng)移相控制，而另一種則是對(duì)移相控制稍作改變，即令同一組開關(guān)管同時(shí)關(guān)斷但不同時(shí)開通。 （ 4）一旦輸入過流保護(hù)與輸出過壓保護(hù)檢測電流設(shè)計(jì)完成，保護(hù)電路執(zhí)行環(huán)節(jié)的設(shè)計(jì)就應(yīng)該緊隨其后的開始了。 由于 DSP 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)為 3V 輸出的 PWM 信號(hào)，并且?guī)лd能力很弱，因此必須設(shè)計(jì)獨(dú)立的驅(qū)動(dòng)電路，以 DSP 輸出信號(hào)作為輸入信號(hào)，并且輸出 5V~15V的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。 從解決傳統(tǒng)正激升壓變換器中存在的典型缺陷入手改進(jìn)其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，最終確定具有 ZVS 的升壓變換器。 帶領(lǐng)的研究組通過將變壓器副邊改進(jìn)為多路對(duì)稱繞組，并通過特定的手段控制電路中存在的寄生電容的方法，最終有效地降低了寄生電容對(duì)雙管正變換器電磁噪聲的影響 [14]。 20xx 年我國南京航空航天大學(xué)的嚴(yán)仰光 教授帶領(lǐng)團(tuán)隊(duì) 提出一種新型雙路雙管正激變換器，兩路 共 用一個(gè)高頻變壓器，共用 變壓器原邊的 箝位二極管，但是該變換器輸出不含濾波電感，不能實(shí)現(xiàn)輸出穩(wěn)壓，這樣就不利于光伏發(fā)電后級(jí)逆變環(huán)節(jié)的優(yōu)化設(shè)計(jì)。 雖然雙管正激變換器擁有眾多的優(yōu)點(diǎn)，但是在實(shí)際的科研實(shí)驗(yàn)過程中，學(xué)者們發(fā)現(xiàn)雙管正激變換器依然存在許多待解決的典型缺陷：輸出電壓電流紋波較大；變壓器原副邊存在電壓過沖與震蕩；大電流輸入時(shí)變換器效率較低。 雙管正激變換器國內(nèi)外研究現(xiàn)狀 由于 傳統(tǒng)正激變換器 的 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔、 可靠的 輸入輸出隔離、 易于輸出的多路化 、 對(duì)輸入電壓波動(dòng)適應(yīng)性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，使其廣泛應(yīng)用在 中小功率場合。 針對(duì)傳統(tǒng) Boost 變換器、反激變換器、正激變換器的優(yōu)缺點(diǎn)，本次課題研究決定基于正激變換器，對(duì)傳統(tǒng)正激變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行改善，一方面避免傳統(tǒng)Boost 變換器及反激變換器中存在的缺陷，另一方面使得改善后的升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)保留基本正激變換器既存的優(yōu)勢，同 時(shí)解決傳統(tǒng)正激變換器中存在的典型不足。而圖 12 (b)所示的正激變換器， 由于 其電路 結(jié)構(gòu) 簡單， 在 中小功率 場合應(yīng)用廣泛 。同時(shí)，傳統(tǒng)的 Boost 變 換器 不能 有效 實(shí)現(xiàn)前后級(jí) 的 電氣隔離，這 極 可能給光伏發(fā)電系統(tǒng)引入潛在 的 危害。 對(duì)于 傳統(tǒng) Boost 變換器 而言 ， 為了提高升壓比，必須增加 開關(guān)管工作 的 占空比 ，使其盡量 接近于 1。 然而，高頻化的 電力電子技術(shù) 正在飛速前進(jìn) ，升 壓 DCDC 變換器 也隨之不斷 完善， 因此 兩級(jí)式光伏發(fā)電系統(tǒng) 在眾多學(xué)者的關(guān)注下成為了新的研究熱 點(diǎn) [24]。 并網(wǎng)逆變器需要 200V~700V 的直流輸入電壓 ，而普通的 光伏單體電池的電壓等級(jí)較低 。 對(duì) 貧困或者資源匱乏地區(qū)的 經(jīng)濟(jì) 發(fā)展、 環(huán)境 保護(hù) 和社會(huì)和諧 有 十分 重要 的作用 [1]。s society, solar photovoltaic power generation is receiving more and more attention as the major energy is exhausting. Its advantages make significant contribution to ecological environment and social stability. With high frequency trend of the development of power electronics technology, bipolar boost DCDC converter in the photovoltaic power generation system has constantly development and improvement. Compared with several basic boost converter, forward boost converter is more reliable. Simultaneously, for the typical defects of the traditional boost converter, its topology is improved. Two s