【正文】 93 MQAM信號的星座圖 M ＝ 4M ＝ 16M ＝ 25 6M ＝ 12 8M ＝ 64M ＝ 32dMQAM= 1212??? ML 式中 ， L為星座圖上信號點在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù) ， M=L2。 這兩點使得在衰落信道中 ， 星型16QAM比方型 16QAM更具有吸引力 。 在圖 9 2(b)中 ， 信號點的分布成星型 ， 故稱為星型 16QAM星座 。 通常 ， 可以用星座圖來描述 QAM信號的信號空間分布狀態(tài) 。 圖中 ， 輸入的二進制序列經(jīng)過串 /并變換器輸出速率減半的兩路并行序列 ， 再分別經(jīng)過 2電平到 L電平的變換 ， 形成 L電平的基帶信號 。 正交振幅調(diào)制信號的一般表示式為 sMQAM(t)= )c os ()( ncSnn twnTtgA ????式中 ， An是基帶信號幅度 ， g(tnTs)是寬度為 Ts的單個基帶信號波形 。 近年來 ， 隨著通信業(yè)務需求的迅速增長 ， 尋找頻譜利用率高的數(shù)字調(diào)制方式已成為數(shù)字通信系統(tǒng)設計 、 研究的主要目標之一 。 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)就是一種頻譜利用率很高的調(diào)制方式 ， 其在中 、 大容量數(shù)字微波通信系統(tǒng) 、 有線電視網(wǎng)絡高速數(shù)據(jù)傳輸 、 衛(wèi)星通信系統(tǒng)等領(lǐng)域得到了廣泛應用 。 式 ( 1)還可以變換為正交表示形式 : sMQAM(t)= )c os ()( ncSnn twnTtgA ????twnTtgAtwnTtgA Sn nSn ns i n]s i n)([c os]c os)([ ?? ??? ??sMQAM(t)= 令 Xn=An cosφn Yn=Ansinφn 則式 ( 2)變?yōu)? sMQAM(t)= twnTtgYtwnTtgX Sn nSn ns i n]s i n)([c os]c os)([ ?? ??? ??twtytwtX cc s in)(co s)( ??QAM中的振幅 Xn和 Yn可以表示為 Xn=A Yn=dnA 式中 ， A是固定振幅 ， 、 dn由輸入數(shù)據(jù)確定 。 為了抑制已調(diào)信號的帶外輻射 ， 該 L電平的基帶信號還要經(jīng)過預調(diào)制低通濾波器 ， 形成 X(t)和 Y(t)， 再分別對同相載波和正交載波相乘 。 對于 M=1616QAM來說 ， 有多種分布形式的信號星座圖 。 若信號點之間的最小距離為 2A， 且所有信號點等概率出現(xiàn) ， 則平均發(fā)射信號功率為 )()( 2122nMnn dcMAsp ?? ?? 圖 9 2 16QAM (a) 方型 16QAM星座； (b) 星型 16QAM星座 ( － 2 . 6 1 , 0 )( － 4 . 6 1 , 0 ) ( 2 . 6 1 , 0 ) ( 4 . 6 1 , 0 )( 0 , 2 . 6 1 )( 0 , 4 . 6 1 )( 0 , － 4 . 6 1 )( 0 , － 2 . 6 1 )( － 3 , 3 )( － 3 , 1 )－( － 3, － 3) ( 3 , － 3)( 3 , 1 )( 3 , 3 )( － 1, － 1) ( － 1 , 1 )( a ) ( b )對于方型 16QAM， 信號平均功率為 22212210)18410824(16)()( AAdcMAsp nMnn ????????? ??對于星型 16QAM，信號平均功率為 22222122)(16)()( AAdcMAsp nMnn ??????? ?? 兩者功率相差 。 M=4, 16, 32, …, 256 MQAM 信號的星座圖如圖 9 3 所示 。 由式 ( 6)和 ( 7)可以看出 ， 當 M=4時 ，d4PSK=d4QAM， 實際上 ， 4PSK和 4QAM的星座圖相同 。 解調(diào)器輸入信號與本地恢復的兩個正交載波相乘后 ， 經(jīng)過低通濾波輸出兩路多電平基帶信號 X(t)和 Y(t)。 圖 9 5 給出了 M進制方型 QAM的誤碼率曲線 。 MSK稱為最小移頻鍵控 ， 有時也稱為快速移頻鍵控 (FFSK)。 令 φk(t)=ωct+ kSk tTa ?? ?2則 ???skckTawdttd2)( ?? Sc Tw 2??Sc Tw 2??1??a1??a 由式 ( 5)可以看出 ， MSK信號的兩個頻率分別為 f1=fc f1=fc+ ST41ST41中心頻率 fc應選為 fc= ,...2,1,4 ?nTnS式 ( 8)表明 ， MSK信號在每一碼元周期內(nèi)必須包含四分之一載波周期的整數(shù)倍 。 π(模 2π)k=0, 1, 2, … 上式即反映了 MSK信號前后碼元區(qū)間的相位約束關(guān)系 ， 表明 MSK信號在第 k個碼元的相位常數(shù)不僅與當前碼元的取值ak有關(guān) ， 而且還與前一碼元的取值 ak1及相位常數(shù) φk1有關(guān) 。 因此 ， MSK的整個相位路徑是由間隔為 Ts的一系列直線段所連成的折線 。 tTaSk2?tTaSk2?2?2?圖 9 – 7 附加相位函數(shù) θk(t)的波形圖 0?k( t )－ 1 － 1 ＋ 1 － 1 ＋ 1 ＋ 1 ＋ 1 － 1 ＋ 1 ak－ 3 ?0 － 2 ? ? － 3 ? － 3 ? 4 ? － 4 ? xk2 TsTs3 Ts4 Ts5 Ts6 Ts7 Ts8 Ts9 Tst2π32π32π5圖 9 8 MSK的相位網(wǎng)格圖 3 Ts－ 2 ?Ts5 Ts7 Ts t－ ?0?2 ??k ( t ) 從以上分析總結(jié)得出 ， MSK信號具有以下特點： （ 1） MSK信號是恒定包絡信號； （ 2） 在碼元轉(zhuǎn)換時刻 ， 信號的相位是連續(xù)的 ， 以載波相位為基準的信號相位在一個碼元期間內(nèi)線性地變化 177。 為了便于比較 ， 圖中還畫出了 2PSK信號的功率譜 。 其同相分量為 xI(t)= cosφk cos 也稱為 I支路 。 圖中 ， 輸入二進制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過差分編碼和串 /并變換后 ， I支路信號經(jīng) cos 加權(quán)調(diào)制和同相載波 cosωct相乘輸出同相分量 xI(t)。 MSK信號屬于數(shù)字頻率調(diào)制信號 ， 因此可以采用一般鑒頻器方式進行解調(diào) ， 其原理圖如圖 9 11 所示 。 )2(STt?圖 9 11 MSK鑒頻器解調(diào)原理圖 B P F 鑒頻 L P F抽樣判決 輸出輸入圖 9 12 MSK信號相干解調(diào)器原理圖 LP F判決電路LP F判決電路并 / 串變換差分譯碼載波恢復B P F輸入 輸出c o s ?cts i n ?ct MSK 設信道特性為恒參信道 ， 噪聲為加性高斯白噪聲 ， MSK解調(diào)器輸入信號與噪聲的合成波為 r(t)=cos(ωct+ +φ k +n(t) ( 21) 式中 n(t)=nc(t) cosωctns(t) sinωct 是均值為 0， 方差為 σ2的窄帶高斯噪聲 。 由以上分析可以看出 ， MSK信號比 2PSK有更高的頻譜利用率 ， 并且有更強的抗噪聲性能 ， 從而得到了廣泛的應用 。 高斯最小移頻鍵控 (GMSK)就是針對上述要求提出來的 。 GMSK(GaussianFiltered Minimum Shift Keying)調(diào)制原理圖如圖 9 14 所示 。 高斯預調(diào)制濾波器的輸出為 x(t)=s(t)*h(t)= )(? ?nbn nTtba式中 , g(t)為高斯預調(diào)制濾波器的脈沖響應 : g(t)=[]b(t)*h(t)= ??? dhaTbbbbTTTTb)(1 22? ?????? daaTbbbbTTTTb])(e x p[1 222?? ? ??當 BbTb取不同值時， g(t)的波形如圖 9 15 所示。 圖 9 17 是通過計算機模擬得到的 GMSK信號的功率譜 。 表 9 1 給出了作為 BbTb函數(shù)的 GMSK信號中包含給定功率百分比的帶寬 。 GMSK信號的功率譜密度隨 BbTb值的減小變得緊湊起來 。 圖 9 19 是 GMSK信號正交相干解調(diào)時測得的眼圖 。 圖中 ， 輸入數(shù)據(jù)序列先進行 相移 BPSK調(diào)制 ， 然后將該信號通過鎖相環(huán)對 BPSK信號的相位突跳進行平滑 ， 使得信號在碼元轉(zhuǎn)換時刻相位連續(xù) ， 而且沒有尖角 。 GMSK信號的基本特征與 MSK信號完全相同 ， 其主要差別是 GMSK信號的相位軌跡比 MSK信號的相位軌跡平滑 。 圖 9 – 21 波形存儲正交調(diào)制器產(chǎn)生 GMSK信號 c o s 函數(shù)表象限控制s i n 函數(shù)表D / A變換D / A變換LP FLP FB P F輸出輸入c o s ?cts i n ?ct 圖 922GMSK 信號差分解調(diào)器原理 （ a)1比特差分調(diào)節(jié)器 （ b)2比特差分解調(diào)器 B P F 時延 Tb9 0 移相176。 由于移動通信系統(tǒng)是快速瑞利衰落信道 ， 因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多 。 為了確定 99%功率帶寬 ， 查表 9 1 B== 250 103= kHz 所以 99%功率帶寬為 。 DQPSK能夠采用非相干解調(diào) ， 從而使得接收機實現(xiàn)大大簡化 。 可見 ， 信號的最大相位跳變是 177。 輸入的二進制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過串 /并變換和差分相位編碼輸出同相支路信號 Ik和正交支路信號 Qk， Ik和 Qk的符號速率是輸入數(shù)據(jù)速率的一半 。 幅頻特性表示式為 .1,21,0 ???)( fH1, ???????? ]2)12(s in [121afT?0 0≤f≤ Ta21?Ta21? ≤ f≤ Ta21?fTa ??21表 9 – 2 采用 Gray編碼的雙比特 (xk, yk)與相移 Δφk的關(guān)系表 xk yk 0 0 0 1 1 1 1 0 k??4?43?43??4? 式中 ， g(t)為低通濾波器輸出脈沖波形 ， φk為第 k個數(shù)據(jù)期間的絕對相位 。 4? DQPSK的解調(diào) DQPSK可以采用與 4DPSK相似的方式解調(diào) 。 DQPSK信號基帶差分檢測器的原理圖如圖 9 26 所示 。 該檢測器由帶通濾波器 、 限幅器 、 FM鑒頻器 、 積分器 、 模 2π校正電路 、 差分相位譯碼及并 /串變換電路組成 。 對于基帶差分檢測來說 ，Δθ=2πΔfT時 ， 將會使系統(tǒng)誤比特率增加 ， 圖 9 28 中給出了不同 ΔfT時的誤比特率曲線 。 0nEb圖 9 28 DQPSK系統(tǒng)的誤比特率曲線 4??? f T ＝0176。20 176。 多載波傳輸系統(tǒng)原理圖如圖 9 29 所示 。 為了提高頻譜利用率 ，OFDM方式中各子載波頻譜有 重疊 ， 但保持相互正交 ， 在接收端通過相關(guān)解調(diào)技術(shù)分離出各子載波 ， 同時消除碼間干擾的影響 。 比較式 ( 6) 和式 ( 7)可以看出 ， Δf= STNT11 ?則式 ( 6) 和式 ( 7)