【正文】 別當 n M 時 ， Jn(M) 的數(shù)值已很小且隨 n 的增加迅速下降 。 2． 調頻信號的平均功率 根據(jù) 帕塞瓦爾定理 ， 調頻信號的平均功率等于各頻譜分量平均功率之和 ， 在單位電阻上 ， 其值為 ??????nn MVP )(J2 f22mav由 第一類貝塞爾函數(shù) 的特性： 1)(J f2 ??????nn M22mavVP ? 即 當 Vm 一定時 ， 調頻波的平均功率等于未調制時的載波功率 ， 其值與 Mf 無關 。 ③ n 次邊頻分量的振幅與貝塞爾函數(shù)值 Jn(Mf) 成比例 。 其中 ， n為奇數(shù)的上 、 下邊帶分量的振幅相等 ， 極性相反；而 n為偶數(shù)的上 、 下邊頻分量的振幅相等 ， 極性相同 。 調制角頻率 ? ：瞬時角頻率變化的快慢程度。 ③ v (t) = Vmcos(?ct + Mpcos? t + ?0) 按調制信號對時間的導數(shù)值變化的調頻信號 單音調制時 ， 盡管兩種已調信號的 ??(t) 和 ?? (t) 均為簡諧波 ， 但 ??m 隨 V?m 和 ? 的變化規(guī)律不同 。 (3)調頻信號 矢量長度：恒值 Vm 轉動角速度：在載波角頻率 ?c上疊加按調制信號規(guī)律變化的瞬時角頻率 ??(t) = kfv?(t) 。 第 4 章 第 5 章 角度調制信號的基本特性 調頻信號和調相信號 調角信號的頻譜 調角信號的頻譜寬度 小結 1． 角度調制 (調角 ) (1)調頻 (FM)： 載波信號的 頻率 按調制信號規(guī)律變化 (2)調相 (PM)： 載波信號的 相位 按調制信號規(guī)律變化 兩種調制方式均表現(xiàn)為載波信號的瞬時相位受到調變，故統(tǒng)稱為 角度調制 ，簡稱 調角 。 調角優(yōu)點：抗干擾能力強 缺點：頻譜寬度增加 2． 兩種調制信號的基本特性 載波一般式： v = Vmcos?(t) 矢量表示， Vm ： 矢量的長度 ， ?(t) ： 矢量轉動的瞬時角度 (類似于圓周運動中的角位移 )。 調頻信號的一般表達式 ]d)(c o s [)(00fcm ?? ??? ? t Ω ttvktVtv kf ： 比例常數(shù) ，單位為 rad/s?V。 當 V?m 一定， ? 由小增大時： FM 中的 ??m ( = kf V?m )不變 ， 而 Mf (= kfV?m/? )隨 ? 成反比地減小 。 最大角頻率 ??m ：瞬時角頻率偏離 ?c 的最大值。 為簡化，令 ?0 = 0，則 載波和各邊頻分量振幅隨 Mf 而變化 。 時 ， 載波分量振幅等于零；而當 Mf 為某些其他特定值時 ， 又可使某些邊頻分量振幅等于零 。 ④ 載波與各邊頻分量的振幅均與調頻指數(shù) Mf 有關 。 改變 Mf 可引起載波分量和各邊頻分量之間功率的重新分配 ， 但不會引起總功率的改變 。 因此 ， 若忽略振幅小于 ?Vm( ? 為某一小值 )的邊頻分量 ， 則調角信號實際占據(jù)的有效頻譜寬度是有限的 ， 其值為 BW? = 2LF。 2． 卡森公式 若 L 不是正整數(shù) ，則應用大于并最靠近該值的正整數(shù)取代 。 M 1 時：有 BWCR ? 2MF = 2?fm (M = ) 稱為 寬帶調角信號 。 但是 ， 實踐表明 ， 復雜信號調制時 ， 大多數(shù)調頻信號占有的頻譜寬度仍可用單音調制時的公式表示 ， 僅需將其中的 F 用調制信號中 最高 調制頻率 Fmax 取代 ，?fm 用最大頻偏取代 。 解： BWCR = 2(M + 1)F = 2( ?fm + F ) (1) BWCR= 2 ? (75 + ) kHz ? 150 kHz (2) BWCR= 2 ? (75 + 1) kHz = 152 kHz (3) BWCR= 2 ? (75 + 10) kHz = 170 kHz 盡管調制頻率變化了 100 倍，但頻帶寬度變化很小。 ③ 調頻調相均為頻譜非線性變換的已調信號 ， 因此 ，理論上 ， 它們的調制與解調電路均不能采用相乘器和相應的濾波器所組成的電路模型來實現(xiàn) 。 2． 間接調頻 (1)定義 通過調相實現(xiàn)調頻的方法。 vO(t) = Vmcos[?ct +kf ] ttvt Ω d)(0?vO(t) = Vmcos[?ct +kf ] ttvt Ω d)(0?當 v?(t) = V?mcos? t 時，上式可表示為 vO(t) ? Vmcos(?ct + Mfsin? t) vO(t) = Vmcos[?ct + kpk1 ] ΩtΩV Ω s inm式中， Mf ? kp(k1V?m/?) = ??m/?， ??m = kpk1V?m Mf：調頻指數(shù) ， 與調制信號振幅 V?m 成正比 。 (2)特性 如圖 522 所示 。 圖中 ， ?fm 即為調頻信號的最大頻偏 。 2． 可變電抗器件的種類 ② 鐵氧化磁芯繞制的線圈 。 接入振蕩回路當中 ， 可得瞬時頻率按講話聲音強弱變化的調頻信號 。 接入方法：全接入 、 部分接入 1． 變容二極管作為振蕩回路總電容的直接調頻電路 (1)原理電路 為 LC 正弦振蕩器中的諧振回路。 j1LC將 Cj 代入 ?osc ? ?0 = 中，得 2)1()1(1 cQjj0o s cnxLCxLCn?????? ??? (5210) 式中， 為 v? = 0 的振蕩 (載波 )角頻率， 與 VQ 有關。 圖 524 歸一化調頻特性曲線 因此 ， 變容二極管作為振蕩回路總電容 ， 應選用 n = 2 的 超突變結 變容管 。 ② 當 n = 2 時， ??c = 0， ??2m = 0，實現(xiàn)不失真調頻。 ② 正確選擇 C1 和 C2 的大小。 當 CjQ 一定時 ， C2 越小 ， P1 越大； C1 越大 ， P2 越大 ，其結果都使 p 值增大 ， 因此 ??m 越小 。 C1：隔直電容 。 (1)中心頻率為 140 MHz 的變容二極管直接調頻電路。 用矢量表示 ， 兩矢量相互正交 ， 其中雙邊帶信號矢量的長度按 VmMpcos? t 的規(guī)律變化 。 (2)工作原理 并聯(lián)諧振回路，阻抗： )(j00ee ze)()(2j1)j(??????? ZQRZ ????其中： j0e0ee1LCLRLRQ ??? ??? ，])(2a rct a n[)(])(2[1)(00e200ee????????? ?????? RZz，若加在變容二極管上的電壓 v = ? (VQ+v?) = ? (VQ+V?mcos?t)， 相應的 Cj 為 nnΩ ΩtmCVVvCC)c o s1()1(jBjQj ????? 設 v? = 0， Cj = CjQ ， 諧振回路的諧振角頻率 ?0 等于輸入激勵電流的角頻率 ?c ， 即 ?0 = ?c = 1/ ， 當加上 v? ，?0將隨 v? 而變化 ， 其值 為 jQLC2/c00 )c o s1()()( nΩ Ωtmtv ??? ??? 回路提供的相移 ?z(?) 將隨 v? 即 ?0 而變化 。因此 6)(z????)()(2)()(2a r c t a n)(00e00ez ttQttQ???????? ??????當 ? = ?c 時 e0c00c0ccecz )()(2)()]([2)( QttttQ?????????????????????通常滿足 ??0(t) ?c，上式簡化為 6c o sc o s)(Δ2)(peec0cz????? ΩtMΩtnmt????式中， Mp = Qenm， Mp 應小于 ?/6。 4． 實際電路 (p278，圖 5222) L 、 D ：諧振回路 。 R C4 ：高音頻濾波；音頻積分 (a)實用電路 (b)高頻通路 (c)調制頻率通路 若 C4 取值較大 ， 則 v? (t) 在積分電路 R3C4 中產(chǎn)生的電流 i?(t) ? v?(t) / R3， 向電容 C4 充電 ，故 D 上的調制信號電壓 ttvCRttiCtv t Ωt ΩΩ d)(1d)(1)( 04304?? ??? 若 v?(t) = V?mcos? t， D 上的調制信號電壓 ΩtCΩRVtv ΩΩ s i n)(43m??這樣，調相電路便轉換為 間接調頻電路 。 四、間接調頻與直接調頻電路性能上的差別 調相電路能夠提供的最大線性相移 Mp 均受到調相特性非線性的限制 ， 且其值都很小 。 cm 2 ?? mn?? 所以 ， 兩種調頻受限制的參數(shù)不同 。 2． 擴大最大頻偏的方法 ——倍頻 設調頻波瞬時角頻率為 ? = ?c + ??mcos? t， 通過 n 倍頻器 ， 其瞬時角頻率增大 n 倍 ， 變?yōu)? n?c + n??mcos? t。 利用倍頻器 、 混頻器的上述特點 ， 可以實現(xiàn)在要求的載波頻率上擴展頻偏 。 調相器輸入載波頻率為 100 kHz， 產(chǎn)生的最大頻偏設為 Hz(已知 100 Hz上能產(chǎn)生的最大線性頻偏為 26 Hz)， 通過三級四倍頻和一級三倍頻 ， 可以得到 fc = MHz， ?fm = kHz 的調頻波 ，再通過混頻將其載波頻率降低到 MHz， 后通過兩個四倍頻器 ， 就能得到所需的調頻器 。 在調頻接收機中 ， 因多種原因 (如頻率特性不均 、 干擾等 )會導致調頻信號振幅發(fā)生變化 。 2． 鑒頻特性 描述 vO 隨瞬時頻偏 (f ? fc) 的變化特性 ， 如圖 531 所示 。 在傳輸視頻信號時 ， 還必須滿足相位失真和瞬變失真的要求 。 (1)斜率鑒頻器 ① 將輸入調頻波通過具有合適頻率特性的 線性網(wǎng)絡 ，使輸出調頻波的 振幅 按照瞬時頻率的規(guī)律變化 。 圖 533 相位鑒頻器的實現(xiàn)模型 (3)脈沖計數(shù)式鑒頻器 ① 調頻波通過 非線性變換網(wǎng)絡 變成 調頻等寬 脈沖序列。 當線性網(wǎng)絡輸入端作用著調頻信號 v1(t) 時 ， 它的輸出 v2(t) 響應為 v2(t) = F 1 [F 2(j?)] = F 1 [F 1(j?)A(j?)] (535) 上述分析十分困難，僅在個別理想情況下才能方便求解，得出所需結果。 相位鑒頻器的實現(xiàn)模型如下圖 所示 。 故瞬時角頻率為 ?(t) 的輸入調頻信號，在網(wǎng)絡輸出端的響應為 )()j()( 1)(2 tvAtv t??? ??若 ?(t) = ?c + ??mcos?t， 即 v1(t) ? Vlmcos(?ct + Mfsin?t)，則 ③ 網(wǎng)絡滿足準靜態(tài)的條件：理論證明 ， 若網(wǎng)絡的 3dB帶寬為 ， 輸入調頻波的最大角頻偏和調制的頻率分別為 ??m和 ?， 則當 或 或 網(wǎng)絡就可滿足準靜態(tài)條件 。 圖 5312 振福限幅器的作用 2． 差分對管振幅限幅器 (1)電路 圖 5314 差分對管振福限幅器 (2)原理 輸入 vS 較大 ， iC 上下削平 ， 后接諧振回路 ， 可得等幅調頻波 。 3． 擴大鑒頻特性范圍 單失諧回路鑒頻器：諧振曲線線性范圍小 ， 為擴大鑒頻特性范圍 ， 多采用雙失諧回路構成 平衡回路斜率鑒頻器 。 配置恰當 ， 補償兩曲線中的彎曲部分 ，可獲線性范圍較大的鑒頻特性曲線 。 π423 BWBWf ???二、集成電路中采用的斜率鑒頻器 圖 5317 集成電路中廣泛采用的 斜率鑒頻電路 1．電路 L1C1C2：線性網(wǎng)絡 ， 作用： f – V 變換 ， 輸出調頻調幅電壓 v1 (t) ， v2 (t)； T1T2：射隨器； T3T4：三極管包絡檢波器 ， 輸出解調波； T5T6：差分放大器 ， 放大解調電壓