【正文】 。 ③ 合成鑒頻特性曲線 如圖 5318 (b)所示 vO = A (v1m? v2m ) A：增益常數(shù) ， 取決于射隨器 、 檢波器 、 差分放大器 。 圖 5325 乘積型相位鑒頻電路 T3 ~ T D6：雙差分對(duì)平衡調(diào)制器 、 實(shí)現(xiàn)乘積型相位鑒頻電路 。 ?Δs indO Av ?圖 5320 乘積型鑒相器的鑒相特性 當(dāng) |?? | ? / 12 時(shí) ， sin?? ? ??，vO 與 ?? 成正比 。 ?? = 0 時(shí) ， 相乘所得的雙向脈沖上 、 下等寬 ， 頻率加倍 ，相應(yīng)的平均分量為 0； ?? ? 0 且 ?? 0 時(shí) ， 相乘所得的雙向脈沖上 、 下不等寬 。 T3 ~ T D6：雙差分對(duì)平衡調(diào)制器 ， 實(shí)現(xiàn)乘積型鑒相 。則該網(wǎng)絡(luò)就是在 激勵(lì)下的單諧振回路。 (3)鑒頻特性 設(shè)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)諧振頻率 ?0 ? ?c。 可見(jiàn) ， 當(dāng) 廣義失諧量 ? 向正 、 負(fù)方向增大時(shí) ， 由于 A(?) 下降 ， 實(shí)際特性出現(xiàn)正 、 負(fù)兩個(gè)峰值 ， 而后便近似按 A(?) 的規(guī)律單調(diào)下降 。 2． 工作原理 加到上、下包絡(luò)檢波器的 輸入信號(hào)電壓分別為 vi1(t) = v1(t) + v2(t)， vi2(t) = v1(t) ? v2(t) 圖 5324 假設(shè) v1(t) = V1mcos?t， v2(t) = V2msin(?t + ??)，則根據(jù) 矢量疊加 原理， vi1(t) 和 vi2(t) 可 分別表示為： vi1(t) = Vm+(t) cos[?t ??1(t)] vi2(t) = Vm(t) cos[?t +?2(t)] 其中， ?Δs i n2)(2m1m22m2m1m VVVVtV ?????Δs i n2)( 2m1m2m22m1m VVVVtV ???? 可見(jiàn) ， 合成電壓的振幅Vm+(t) 和 Vm?(t) 均與 ?? 有關(guān) ，但它們之間的關(guān)系是非線性的 。 L3 ：高頻扼流圈 ， 高頻阻抗很大 ， 接近開(kāi)路 ， 而對(duì)平均分量接近短路 ， 為包絡(luò)檢波器提供通路 。 4． 實(shí)際電路 (1)電路 圖 5328 耦合回路疊加型相位鑒頻器電路 頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)： L1C1 和 L2C2 ，互感耦合雙調(diào)諧回路。實(shí)現(xiàn)了線性鑒頻。 根據(jù) vO ? Adsin??， 在雙差分對(duì)管單端輸出時(shí) ， 鑒頻器的輸出解調(diào)電壓為 (5327) AsmTC0A2mCT0O Δs i n)(20Δs i n2 ??? AVVRIVRVIv????式中， ??A = arctan? 根據(jù)上式畫(huà)鑒頻特性曲線， 如圖 5327 所示 。 圖 5326 ④ 討論 圖 538 比較 圖 538 理想時(shí)延網(wǎng)絡(luò)特性 ，該網(wǎng)絡(luò)既不能提供恒值的幅頻特性 ， 也不能提供線性的相頻特性 ， 僅在 ?0 附近的很小范圍內(nèi) ， 才可近似認(rèn)為 A(?) 為恒值 ， ?A(?) 在 上 、 下線性變化 。 (2)頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò) ① 電路 (a) (b) 圖 5326 單諧振回路作為相頻轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò) 參見(jiàn) 圖 5326(a)。 3． 實(shí)現(xiàn)電路 (1)電路 圖 5325 乘積型相位鑒頻電路 T1：射隨器 ， 將一路信號(hào) vS 分為大小兩路： 大：接 T7， 作用：保證 T T8 為開(kāi)關(guān)狀態(tài) 。 輸入信號(hào)引入 90? 的固定相移 ， 目的是獲得正弦的鑒相特性 ， 以保證 ?? = 0 時(shí) vO = 0， 且上 、 下奇對(duì)稱 。 則雙差分對(duì)管輸出差值電流 (見(jiàn)式 4223)為 )2 )((th)2 )((thT2T10 VtvVtvIi ? (5319) (1)V2m 26 mV， V1m 260 mV，上式簡(jiǎn)化為 (見(jiàn)式 4227) )s i n ()3c o s34c o s4(2)()(22mT022T0????????????????tVttVItKtvVIi])2si n ([ si n]]si n)2[ si n (214{2])si n (3[ co s34co s)si n (4{22mT02mT02mT0?????????????????????????????????????????????tVVItVVIttttVVI 通過(guò)低通濾波器 ， 濾除 2? 及其以上各次諧波項(xiàng) ， 取出有用的平均分量 ， 其值與 sin?? 成正比 。 相位鑒頻電路 作用 ：鑒相 ， 用來(lái)檢出兩信號(hào)間的相位差 ， 并輸出與相位差大小相對(duì)應(yīng)的電壓 。 ① ? ? ?1， L1C1并聯(lián)諧振 ， v1m 最大 ， v2m 最小 。 可證 ， 若 ， 鑒頻特性的線性范圍達(dá)到最大 。 (2)鑒頻特性 設(shè) A1(?) 、 A2(?)： 上、下兩諧振回路的幅頻特性 vO ： 雙失諧回路斜率鑒頻器輸出解調(diào)電壓，則 vO = vAV1 ? vAV2 = Vsm?d[A1(?)?A2(?)] 可見(jiàn) ， 當(dāng) Vsm 和 ?d 一定時(shí) ， vO 隨 ? 的變化特性就是兩個(gè)失諧回路的幅頻特性相減后的合成特性 。 ② 單失諧回路將輸入的 等幅 調(diào)頻波 vS(t) = Vsmcos(?ct + Mfsin? t) 變換為幅度反映瞬時(shí)頻率變化的 調(diào)幅 調(diào)頻波 。 圖 5312 振幅限幅器的作用 典型電路 三極管振幅限幅器 差分對(duì)振幅限幅器 1． 三極管振幅限幅器 (1)特性 ： 丙類諧振放大器的放大特性。 ① 準(zhǔn)靜態(tài)條件：網(wǎng)絡(luò)的瞬變過(guò)程速率遠(yuǎn)高于輸入調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率變化速率 。 實(shí)現(xiàn)模型如圖 537 所示。 圖 534 脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的實(shí)現(xiàn)模型 圖 535 脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻器的組成方框及其各部分波型 調(diào)頻電壓 → 限幅器 → 調(diào)頻方波 → 微分電路 → 微分脈沖 → 脈沖形成電路 → 調(diào)頻方波 → 低通濾波器 → 解調(diào)電壓 三、調(diào)頻信號(hào)通過(guò)線性網(wǎng)絡(luò)的響應(yīng) 線性網(wǎng)絡(luò)：斜率、相位鑒頻的關(guān)鍵 作用：瞬時(shí)頻率變化 振幅、相移變化 調(diào)頻波為非簡(jiǎn)諧波，由眾多頻率分量組成。 圖 532 斜率鑒頻器的實(shí)現(xiàn)模型 (2)相位鑒頻器 ① 將輸入調(diào)頻波通過(guò)具有合適頻率特性的線性網(wǎng)絡(luò) ，使輸出調(diào)頻波的附加 相移 按照瞬時(shí)頻率的規(guī)律變化 。 二、鑒頻的實(shí)現(xiàn)方法 ① 利用反饋環(huán)路 (例如鎖相環(huán) )實(shí)現(xiàn)鑒頻 ② 利用波形變換 —— 將輸入的調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行特定的 波形變換 ， 使變換后的波形含有反映瞬時(shí)頻率變化的平均分量 。 SD 越大 ， 鑒頻器將輸入瞬時(shí)頻偏變換為輸出解調(diào)電壓的能力越強(qiáng) 。 頻率檢波 (鑒頻 )：調(diào)頻波的解調(diào) 相位檢波 (鑒相 )：調(diào)相波的解調(diào) 解決辦法 ——在鑒頻前加限幅器。 鑒頻鑒相采用的方法不盡相同 ， 本章重點(diǎn)討論調(diào)頻波的解調(diào) ——鑒頻 。已知調(diào)制信號(hào)頻率范圍為 100 ~ 15 000 Hz。 若將該調(diào)頻波通過(guò)混頻器 ， 由于混頻器具有頻率加減的功能 ， 可使調(diào)頻波的載波角頻率 ?c 降低或者提高 ， 但 ??m 不變 。 對(duì)于間接調(diào)頻 ， 若調(diào)制信號(hào)是復(fù)雜信號(hào) ， 則當(dāng) V?m 即??m 一定時(shí) ， ? 越小 ， Mf =( ??m /? )就越大 ， 當(dāng) ? = ?min 時(shí) ， Mf 達(dá)到最大值 ， 且這個(gè)值不能超過(guò)調(diào)相器提供的最大線性相移 Mp， 因而最大頻偏必須在最低調(diào)制頻率上求得 ， 即 ??m = Mf ?min 才能保證在整個(gè)調(diào)制頻率范圍內(nèi)的 Mf 不超過(guò) Mp 。 間接調(diào)頻限制的是絕對(duì)頻偏 ??m。 圖 5224 可變延時(shí)法調(diào)相電路的實(shí)現(xiàn)模型 2． 電路 時(shí)延網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓為 vo(t) = Vmcos[?c(t ??)] 圖 5224 可變延時(shí)法調(diào)相電路的實(shí)現(xiàn)模型 vo(t) = Vmcos[?c(t ??)] 若 ? 受調(diào)制信號(hào)線性控制 ， ? = kdv? ,則 vo(t) 為所需的調(diào)相波 。 R4：隔離電阻 ， 隔離變?nèi)荻O管控制電路 、 偏壓源 (9V)、 調(diào)制信號(hào)源 。 限制 m 為小值，保證 ?0(t) 不失真地反映 v? 。 3． 不失真調(diào)相的條件 (1)對(duì) m 的限制 將 用冪級(jí)數(shù) 2/c00 )c o s1()()( nΩ Ωtmtv ??? ??????????????? 32 !3 )2)(1(!2 )1(1)1( xnnnxnnnxx n展開(kāi) ???????? )c o s2)12(2c o s21()( 22c0 ΩtmnnΩtmnt！??忽略二次方小項(xiàng) )()c o s21()( 0cc0 tΩtmnt ???? ?????式中 tΩmnt c o s2)(Δ c0 ?? ?可見(jiàn)， 必為小值。 vo(t) ? Vmcos?ct ?Vm Mpcos? t sin?ct 窄帶調(diào)相波就是這兩個(gè)正交矢量合成的產(chǎn)物 ， 故稱之為矢量合成法 。 圖 521 實(shí)現(xiàn)方法： 矢量合成法 可變相移法 可變時(shí)延法 一、矢量合成法調(diào)相電路 (1)原理 單音調(diào)制時(shí)，調(diào)相信號(hào)的表達(dá)式為 vO(t) = Vmcos(?ct + Mpcos? t) = Vmcos?ct cos(Mpcos? t) ? Vmsin?ct sin(Mpcos? t) vO(t) = Vmcos(?ct + Mpcos? t) = Vmcos?ct cos(Mpcos? t) ? Vmsin?ct sin(Mpcos? t) 當(dāng) Mp (?/12)，窄帶調(diào)相時(shí)， cos(Mpcos? t) ? 1， sin(Mpcos? t) ? Mpcos? t，由此產(chǎn)生的誤差小于 3%。 ① 對(duì)于高頻 ， 由于 L1 開(kāi)路 、 C2 短路 ， 因而是由 L 和 Cj 組成的振蕩電路 ， 不受控制電路影響 。 L1：高頻扼流圈，對(duì)高頻開(kāi)路，對(duì)直流和調(diào)制頻率短路。 由圖： C2 主要影響低頻區(qū) 的調(diào)制特性曲線 C1 主要影響高頻區(qū)的調(diào)頻特性線。 2． 變?nèi)荻O管部分接入振蕩回路的直接調(diào)頻電路 (1)原理電路 變?nèi)荻O管部分接入的振蕩回路 。 ③ 直接調(diào)頻電路的性能 當(dāng) v?(t) = V?mcos? t 時(shí) ， 歸一化調(diào)制信號(hào)電壓 tΩmtΩVV Vx Ω c o sc o sBQm ??? 其中 ， m = V?m /(VQ + VB)， 若設(shè) m足夠小 ， 可以忽略式(5210)級(jí)數(shù)展開(kāi)式中 ， x的三次方及其以上各次方項(xiàng) ， 圖 524 歸一化調(diào)頻特性曲線 將 代入，利用 Ωtmx c o s?)2c o s1(21c o s 2 xx ??]2c o s)12(81c o s2)12(811[)( 22co s c ΩtmnnΩtmnmnnx ?????? ??可求得調(diào)頻波的： A． 最大頻偏 cm 2 ?? mn??B．中心頻率偏移 ?c 的數(shù)值 c2c )12(81 ?? mnn ???]!2 )12/(2/21[)1()( 2c2/co s c xnnxnxx n ?????? ???得 C． 二次諧波分量的最大角頻偏 c2m2 )12(81 ?? mnn ???D． 調(diào)頻波的二次諧波失真系數(shù) )12(4m2mf2 ????? nmk??E． 中心角頻率的相對(duì)偏離值 2cc )12(81 mnn ?????]2c o s)12(81c o s2)12(811[)( 22co s c ΩtmnnΩtmnmnnx ?????? ??(3)討論 ①變?nèi)荻O管選定，變?nèi)葜笖?shù) n則 定，增大 m可增大相對(duì) 頻偏， 但同時(shí)增大了 非線性失真系數(shù) kf2和 中心頻率偏移 ??c( ) ，2cc )12(81Δ mnn ????，)12(4ΔΔm2mf2 ???nmk