【正文】 相等。 T1T1圖 9 30 OFDM ( a ) ( b ) OFDM信號(hào)調(diào)制與解調(diào) OFDM信號(hào)的產(chǎn)生是基于快速離散傅立葉變換實(shí)現(xiàn)的 ， 其產(chǎn)生原理如圖 9 31 所示 。 xk經(jīng)過(guò)并 /串變換之后 ，通過(guò)時(shí)鐘速率為 fs= 的 D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器輸出基帶信號(hào) 。 為了對(duì)信道失真進(jìn)行校正 ， 需要對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行單抽頭或雙抽頭時(shí)域均衡 。 為了使信號(hào)在 IFFT、 FFT前后功率保持不變 ， DFT和IDFT應(yīng)滿足以下關(guān)系 10),2e x p()(1)( 10????? ???NkkN njnxNkXNn?10),2e x p()(1)(10????? ???NnnN kjkxNnXNk? 在 OFDM系統(tǒng)中 ， 符號(hào)周期 、 載波間距和子載波數(shù)應(yīng)根據(jù)實(shí)際應(yīng)用條件合理選擇 。 一般選定符號(hào)周期時(shí)應(yīng)使信道在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)保持穩(wěn)定 。 另外 ， 不同的子信道還可以采用不同的調(diào)制方式 ， 特性較好的子信道可以采用頻譜利用率較高的調(diào)制方式 ， 而衰落較大的子信道應(yīng)選用功率利用率較高的調(diào)制方式 ， 這是 OFDM系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)之一 。CCITT的測(cè)試報(bào)告表明 ， 能夠引起多載波系統(tǒng)發(fā)生錯(cuò)誤的脈沖噪聲的門限電平比單載波系統(tǒng)高 11 dB。 圖 9 – 33 保護(hù)間隔原理 保護(hù)間隔有效符號(hào)周期第 i 幀第 i － 1 幀 第 i ＋ 1 幀 3. 頻譜利用率 OFDM信號(hào)由 N個(gè)信號(hào)疊加而成 ，數(shù)并且與相鄰信號(hào)頻譜有 1/2重疊 ， 如圖 9 34 所示 。 擴(kuò)頻技術(shù)是解決以上問(wèn)題的有效措施 。 當(dāng)采用碼分多址 (CDMA)技術(shù) ， 實(shí)現(xiàn)多用戶工作時(shí) ， 擴(kuò)頻系統(tǒng)的頻譜效率就變得較高 。 (DSSS) 1. 直接序列擴(kuò)頻 (DSSS)系統(tǒng)是將偽隨機(jī) (PN)序列直接與基帶脈沖數(shù)據(jù)相乘來(lái)擴(kuò)展基帶信號(hào) 。 1； Ta為信息碼時(shí)間間隔 。 Be= caaCTTRR ? 式中 ， Rc為偽隨機(jī)序列碼速 ， Ra為數(shù)據(jù)序列碼速 。 為了正確恢復(fù)信號(hào) ， 在接收端產(chǎn)生的偽隨機(jī)序列必須與即將接收的擴(kuò)頻信號(hào)中的偽隨機(jī)序列同步 。 處理增益定義為 GP= 通常可用分貝表示 ， 即 21ii NSNS// 00?輸入信噪比輸出信噪比GP= )(//lg10 00 dBNS NSii對(duì)于直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng) ， 處理增益可表示為 GP= CaaCaCii TTRRBBNSNS ???// 00 式表示 ， 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益為擴(kuò)頻信號(hào)射頻帶寬 Bc與數(shù)據(jù)信息帶寬 Ba的比值 ， 或?yàn)閭坞S機(jī)序列碼速 Rc與數(shù)據(jù)序列碼速 Ra之比 。 可見(jiàn) ， 解擴(kuò)后信號(hào)帶寬減小 ， 功率譜增大 ， 而干擾的功率譜擴(kuò)展后帶寬展寬 ， 功率譜降低 。 (b) 解擴(kuò)展后相關(guān)器輸出 頻譜密度干擾信號(hào)頻率O O 頻率干擾信號(hào)≈ 處理增益頻譜密度( a ) ( b )圖 338 雙四相擴(kuò)頻調(diào)制器原理圖 串 / 并變換c o s ?cts i n ?ct相加器cI P N ( t )cQ P N ( t )s ( t )圖 339 雙四相解調(diào)器原理圖 積分積分低通濾波積分積分低通濾波c o s ?cts i n ?ctcI P N ( t )cQ P N ( t )cQ P N ( t )cI P N ( t )輸出輸入xI(t)= mI(t)cIPN(t)+ nc(t) ( 16) xQ(t)= mQ(t)cQPN(t)+ ns(t) 21 212121解擴(kuò)后的兩路輸出分別為 moI(t)=(Pc+ρ)mI(t)+noI(t) ( 18) moQ(t)=(Pc+ρ)mQ(t)+noQ(t) ( 19) 式中 ρ= dttCtCTTQ P NI P N )()(10? 為同相和正交兩路擴(kuò)頻碼之間的相關(guān)系數(shù) ， noI(t)和 noQ (t)為輸出噪聲 。 但是在移動(dòng)通信中 ， 由于多徑衰落信道 ， 使得 ρ的影響不能忽略 。 調(diào)制器輸出信號(hào)為 s(t)= ［ mI(t)cIPN(t)mQ(t)cQPN(t) ］ cosωct+［ mI(t)cQPN(t)+mQ(t)cIPN(t)］ sinωct 圖 9 40 (a) 調(diào)制器 。 在跳頻擴(kuò)頻中 ， 調(diào)制數(shù)據(jù)信號(hào)的載波頻率不是一個(gè)常數(shù) ， 而是隨擴(kuò)頻碼變化的 。 直接序列擴(kuò)頻和跳頻擴(kuò)頻在頻率占用上有很大不同 。 在發(fā)送端 ， 基帶數(shù)據(jù)信號(hào)與擴(kuò)頻碼調(diào)制后 ， 控制快速頻率合成器 ， 產(chǎn)生 FHSS 信號(hào) 。 FHSS 系統(tǒng)中 ， 根據(jù)載波頻率跳變速率的不同可以分為兩種跳頻方式 。 在這種情況下， 多個(gè)符號(hào)使用一個(gè)頻率發(fā)射。 在這種情況下 ， 載波頻率在一個(gè)符號(hào)傳輸 期間變化多次 ， 因此一個(gè)比特是使用多個(gè)頻率發(fā)射的 。 使用本地生成的偽隨機(jī)序列 ， 對(duì)接收到的 FHSS 信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò) ， 然后通過(guò)解調(diào)器恢復(fù)出基帶數(shù)據(jù)信號(hào) 。 FHSS頻率使用如圖 9 41 所示 。 跳頻模式由擴(kuò)展碼決定 。 moI(t)和 moQ(t)經(jīng)過(guò)并 /串變換即可恢復(fù)出發(fā)送數(shù)據(jù)序列 。 3. 復(fù)四相擴(kuò)頻調(diào)制與解調(diào)原理圖如圖 9 40 所示 。 由式 ( 18)和式 ( 19)可以看出 ， 解調(diào)器輸出性能除了受加性噪聲 noI(t)和 noQ(t)影響外 ， 還要受擴(kuò)頻碼 cIPN(t)和cQPN(t)之間的相關(guān)系數(shù) ρ的影響 。 2. 為了提高擴(kuò)頻系統(tǒng)的頻譜利用率 ， 調(diào)制方式可以采用四相調(diào)制 ， 調(diào)制器原理圖如圖 9 38 所示 。 例如 ， 在 CDMA系統(tǒng)中 ， 傳輸?shù)男畔⒋a速率為 ， 擴(kuò)頻碼速率為 ， 則系統(tǒng)的處理增益為 GP= dBRRaC 28 ??? 圖 9 37 所示為直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)對(duì)帶內(nèi)窄帶干擾的抑制原理 。 2PSK x(t)= )(co s)()(21 tntwtctm cPN ?圖 9 – 36 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)解調(diào)器原理 低通 積分m ( t )c o s ?ct cP N ( t )經(jīng)解擴(kuò)后輸出為 mo(t)= Pcm(t)+no(t) ( 10) 式中 , 第一項(xiàng)即是所需要的發(fā)送數(shù)據(jù) 。 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)解調(diào)器原理如圖 9 36 所示 。 1； Tc為偽隨機(jī)序列碼元時(shí)間間隔 。 采用二進(jìn)制相移調(diào)制的 DS系統(tǒng)調(diào)制器原理圖如圖 9 35 所示 。 擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的工作方式有： 直接序列擴(kuò)頻 ( Direct Sequence Spread Spectrum)、 跳變頻率擴(kuò)頻 (Frequency Hopping Spread Spectrum) 、 跳 變 時(shí) 間 擴(kuò) 頻 (Time HoppingSpread Spectrum) 和混合擴(kuò)頻 。 在接收端 ， 通過(guò)相關(guān)檢測(cè)恢復(fù)出發(fā)送的信息 。 MB RM Q A Mb2lo g21?T1MQAMbBR 21 由于頻譜是一個(gè)有限的資源 ， 以上所研究的各種調(diào)制方式的一個(gè)主要設(shè)計(jì)思想就是減小傳輸帶寬 ， 提高頻譜利用率 。 若再采用保護(hù)間隔和時(shí)域均衡等措施 可以有效降低符號(hào)間干擾 。 這是因?yàn)閷?duì) OFDM信號(hào)的解調(diào)是在一個(gè)很長(zhǎng)的符號(hào)周期內(nèi)積分 ， 從而使脈沖噪聲的影響得以分散 。 OFDM系統(tǒng)采用的調(diào)制方式應(yīng)根據(jù)功率及頻譜利用率的要求來(lái)選擇 。 若信號(hào)星座固定 ， 則符號(hào)周期越長(zhǎng) ， 抗干擾能力越強(qiáng) ， 但是載波數(shù)量和 FFT的規(guī)模也越大 。 STJN ?2圖 9 32 OFDM信號(hào)接收原理圖 下變頻L P F A / D變換 FFT 均衡 譯碼判決 并 / 串變換輸入 輸出串 / 并變換 由于 OFDM采用的基帶調(diào)制為離散傅立葉反變換 ， 可以認(rèn)為數(shù)據(jù)的編碼映射是在頻域進(jìn)行的 ， 經(jīng)過(guò) IFFT變換為時(shí)域信號(hào)發(fā)送出去 。 OFDM 信號(hào)接收端的原理圖如圖 9 32 所示 ， 其處理過(guò)程與發(fā)送端相反 。 根據(jù) OFDM符號(hào)間隔 Ts， 將其分成 ct=RbTs個(gè)比特一組 。 在 OFDM系統(tǒng)中引入 DFT技術(shù)對(duì)并行數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制和解調(diào) ， 其子帶頻譜是 函數(shù) ， OFDM信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu)如圖 9 30 所示 。 dm(t)在一個(gè)符號(hào)期間 Ts上為常數(shù) ， dm(t)=dm 若對(duì)信號(hào) sOFDM(t)進(jìn)行采樣 ， 采樣間隔為 T， sOFDM(kT)= ????kTmjwMmm ed10kTwmwjMmmCed )(10?????假設(shè)一個(gè)符號(hào)周期 Ts內(nèi)含有 N個(gè)采樣值 ， 即 Ts=NT OFDM 信號(hào)的產(chǎn)生是首先在基帶實(shí)現(xiàn) ， 然后通過(guò)上變頻產(chǎn)生輸出信號(hào) 。 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系統(tǒng)已成功地應(yīng)用于接入網(wǎng)中的高速數(shù)字環(huán)路 HDSL、 非對(duì)稱數(shù)字環(huán)路ADSL， 高清晰度電視 HDTV的地面廣播系統(tǒng) 。10－ 610－ 510－ 410－ 310－ 210－ 11000 2 4 6 8 10 12 14PeEbNo/ dB OFDM 調(diào) 制 前面幾節(jié)所討論的數(shù)字調(diào)制解調(diào)方式都是屬于串行體制 ， 和串行體制相對(duì)應(yīng)的一種體制是并行體制 。10 176。的相位差 。 4?4?圖 9 27 DQPSK信號(hào)鑒頻器檢測(cè) B P F 限幅FM鑒頻器積分清除模2 ?差分解碼信號(hào)輸入輸出?4D Q P S K并 / 串變換 DQPSK系統(tǒng)的性能 在加性高斯白噪聲信道條件下 ， 采用基帶差分檢測(cè) ， DQPSK Pe=e2r 4?rnnnerIrI 200)2(21)2()12( ??????式中 ， r= ， In是第一類第 n階修正貝塞爾 (Bessel)函數(shù) 。 解調(diào)器中同相支路和正交支路兩個(gè)低通濾波器的輸出分別為 4?4?4?圖 9 – 26 基帶差分檢測(cè)器原理圖 B P FLP FLP F抽樣差分解碼抽樣差分解碼判決電路判決電路并 / 串變換c o s ?ct－ s i n ?ct輸出輸入 ck=cos(φkΔθ) ( 6) dk= sin(φkΔθ) 兩個(gè)序列 ck和 dk送入差分解碼器進(jìn)行解碼 ， 其解碼關(guān)系為 ek=ckck1+dkdk1 =cos(φkΔθ)cos(φk1Δθ)+sin(φkΔθ)sin(φk1Δθ) =cos(φkφk1)=cosΔφk ( 8) fk=dkck1ckdk1 =sin(φkΔθ)co