【正文】 摘要 為滿足電動汽車蓄電池無損傷快速充電的需求 , 將大功率開關(guān)電源變換技術(shù)應用于充電系統(tǒng)設(shè)計了由電動汽車動力電池充電系統(tǒng)功率部分。 采用功率因數(shù)校正以及隔離變壓調(diào)制的方式的充電電源，具有體積小、重量輕、可靠性高、整機變換效率高、對供電電網(wǎng)干擾小等特點。目前全世界行駛的各種汽車總數(shù)量為 億，據(jù)德國市場研究所預計，在未來的 8 年里世界汽車數(shù)量將比現(xiàn)在增加 16%。鉛酸蓄電池因其可循環(huán)再充電的特性，以及成本低廉、使用安全、無污染等優(yōu)點。另一方面，充電技術(shù)不能適應鉛酸蓄電池的特殊要求，會嚴重影響蓄電池的壽命。充電系統(tǒng)根據(jù)電池的狀態(tài)確定充電工藝參數(shù)，使充電電流自始至終處于電池的可接受充電電流曲線附近，使電池幾乎在無氣體析出的條件下充電，做到既節(jié)約用電又對電池無損害。政府制定了詳細的規(guī)劃和嚴格的法規(guī)，目的就是為了鼓勵電動車的研發(fā)工作。與此同時，眾多國家在電動汽車科技創(chuàng)新 方面也投入巨資，力爭搶占電動汽車產(chǎn)業(yè)的制高點。 2 “九五”期間，電動汽車被列入國家重大科技產(chǎn)業(yè)工程。 電動汽車作為 21 世紀清潔、高效和可持續(xù)發(fā)展的交通工具，目前大規(guī)模應用的主要問題是初始成本高和續(xù)駛里程不理想，制約其發(fā)展的主要因素之一是當前電動 汽車充電效果不好，主要問題是充電時間長，充電效率低和充不滿，同時充電控制方法的選擇不當，使多數(shù)充電器與蓄電池不匹配。 電動汽 車概況 電動汽車是指全部或者部分由電能驅(qū)動電機作為動力系統(tǒng)的汽車，它并不是一個新興的概念，早在 1905 年就有人曾經(jīng)申請了用蓄電池作為動力驅(qū)動電動機來改善內(nèi)燃機車輛加速性能的專利。按照目前技術(shù)的發(fā)展方向和車輛驅(qū)動的原理，可分為純電動汽車（ PEV），燃料電池汽車（ FCEV），混 合動力車（ HEV）三類。低能耗、零排放的純電動汽車必將大規(guī)模普及，具有巨大的市場發(fā)展空間。在日本，純電動汽車與智能交通系統(tǒng)的組合已成為目前電動汽車技術(shù)水平下使用和商業(yè)化的新途 3 徑。純電動汽車的發(fā)展離不開充電設(shè)施的建設(shè)，目前，充電站建設(shè)的落后和車載充電器的效果不佳成為制約純電動汽車發(fā)展的瓶頸之一。 目前純電動汽車正處在產(chǎn)品技術(shù)研 發(fā)末期和大規(guī)模示范運行及產(chǎn)業(yè)化的初期，在技術(shù)上、運行經(jīng)濟上、基礎(chǔ)設(shè)施上還存在產(chǎn)業(yè)化發(fā)展的瓶頸，需要政府相關(guān)政策的支持。無論在哪一方面的應用，都需要我們在提高充電電源的快速性和安全性的基礎(chǔ)上，朝著以下幾個方向努力： (1) 充電手段趨于現(xiàn)代化。 (3)全集成化的充電電源。相控電源所用的變壓器是工頻電源變壓器，它的體積比較龐大，由此造成相控電源本身的體積龐大、效率低下，并且該類電源動態(tài)響應差、可靠性能低。由于調(diào)整管上損耗功率比較大，所以需要采用大功率調(diào)整管并且需要裝配體積很大的散熱器。對于鉛酸蓄電池來講，其中的分級定流充電法已經(jīng)得到了廣泛的應用。 總之，新興 的快速智能充電方法的應用，充分發(fā)掘了蓄電池固有的可接受充電電流的潛能，使得充電時間大為縮短，充電效率成倍提高，提高了設(shè)備的利用率，同時提高了蓄電池的使用壽命，節(jié)省了電能，為各種充電器充電效能的提高奠定了基礎(chǔ)。這不但降低了輸入電路的功率因數(shù)，而且對公共電力系統(tǒng)產(chǎn)生污染，造成電路故障。為減少諧波對交流電網(wǎng)的污染，必須對電源產(chǎn)品如充電器、 UPS、高頻開關(guān)整流電源等的輸入電路進行功率因數(shù)校正，以最大限度的減少諧波電流。 20 世紀 80 年代末推出了非連續(xù)導電模式(Discontinuous Conduction Mode， DCM) 的變換器，由于其輸入電流自動跟隨輸入電壓變化以實現(xiàn)功率因數(shù)校正，因此這種校正技術(shù)也稱為“電壓跟隨器”，采用 DCM 模式的 PFC校正電路中只有輸出電壓一個控制量，因而控制方式比較簡單，適用于中小功率場合。 10%；功率因數(shù)： ? ；效率： ? ；最大充電電流： 40A；最大輸出功率： 。 功率因數(shù)校正原理 6 2 功率因數(shù)校正原理 功率因數(shù) (PF)定義為有功功率 (P)與視在功率 (S)的比值，用公式表示為 : ???? c o sc o sc 1111 ???? RR IIIU osIUSPPF (） 式中 : 1I 為輸入電流基波有效值； RI 為電網(wǎng)電流有效值 , 22221 …… nIIIIR ???? 其中1I , 2I ,?? nI 為輸入電流各次諧波有效值； 1U 為輸入電壓基波有效值； ? 為輸入電流的波形畸變因數(shù)； ?COS 為基波電壓和基波電流的位移因數(shù)。 電力負荷如電動機、變壓器等，屬于既有電阻又有電感的電感性負載。 (1)自然功率因數(shù)：是指用電設(shè)備沒有安裝無功補償設(shè)備時的功率因數(shù)，或者說用電設(shè)備本身所具有的功率因數(shù)。 (3)加權(quán)平均功率因數(shù)：是指在一定時間段內(nèi)功率因數(shù)的平均值。 功率因數(shù)矯正電路分為有源和無源兩類。由于該方案中應用了有源器件，故稱為有源功率因數(shù)校正（ APFC）。 其中升壓式為簡單電流型控制， PF 值高，總諧波失真小，效率高，適用于 75W~2020W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。 APFC 電路中電感上的電流，當電感電流達到一定值時，開關(guān)管開始導通；電感電流下降到一定值時，開關(guān)管陡然截止，它的 控制方式是利用工作頻率改變來控制開關(guān)管的導通和截止。這中方 法的缺點是控制電路比較復雜，需要增添電流誤差放大器。其中 PFC控制電路主要由 MOSFET 管、 Boost 升壓電感、控制芯片 ICE2PCS01 以及直流濾波電容組成。其輸入側(cè)有儲能電感可以減小輸入電流紋波，防止電網(wǎng)對主電路高頻瞬態(tài)沖擊，對整流器呈現(xiàn)電流源負載特性；其輸出側(cè)有濾波電容可以減小輸出電壓紋波，對負載呈現(xiàn)電壓源特性。 Boost 變換器的電感 fL 在輸入側(cè)，一般稱之為升壓電感。 Di LSC f RLdL fU inU o+Di LSC f RLdL fU inU o+( a ) ( b ) 圖 不同開關(guān) 模式下的等效電路 i oR Ldi cfC fDiLfL fU in++QU 0 11 SOi Lfi DV LV inV o V intI L fmi nI L fmaxT onT o ffOOOtttI L fmi nI L fmaxT sI i 圖 電感電流連續(xù)工作方式下的主要波形 有源功率因數(shù)校正 (APFC)是在輸入整流和 DCDC 功率變換之間增加一級變換器，利用相應的控制電路 (現(xiàn)在主要采用專用集成控制芯片 )及輔助電路，使輸入端電流波形接近正弦波形并保持與輸入電壓波形同相，從而使輸入端功率因數(shù)接近于 1。 如圖 Boost 型平均電流控制法 PFC 電路控制原理圖。當電感電流上升時， PWM 比較器的占空比下降，從而電感電流減?。环粗?，則加大電感電流。 10% （ 3)額定輸出功率： （ 4)功率因數(shù)： ≥ 13 傳統(tǒng)的用于電子設(shè)備前端的二極管整流器，因為導致電源線的脈沖電流，干擾電網(wǎng)線電壓，產(chǎn)生向四周輻射和沿導線傳播的電磁干擾，導致電源的利用效率下降。然而，由于它固有的電流紋波較大， DCM 很少應用于大功率場合。 ICE2PCS01 這種新的 PFC 控制器，是為了降低設(shè)計費用和難度而開發(fā)的。 在 ICE2PCS01 中，引腳 4用來設(shè)定開關(guān)頻率；但是在 ICE1PCS02 中，引腳 4 用于 AC欠壓檢測。 ： 輸出門驅(qū)動器是一個快速的推挽式輸出門極驅(qū)動 電路。因為具有較低的 GATE 下拉電壓，外部 MOSFET 能夠快速地開關(guān)，從而降低了開關(guān)損耗，提高了效率。 Vsense 電壓發(fā)送至誤差放大器，并且與內(nèi)部參考源（用于電壓環(huán)路調(diào)節(jié)）進行比較。 ICE2PCS01 在 Vout 超過額定值+5%的情況下，增強動態(tài)響應模塊能夠?qū)⒄伎毡妊杆僬{(diào)整到零。 ： ICE2PCS01 的基本工作原理與 ICE1PCS01 相同。 14 芯片結(jié)構(gòu)如圖 圖 ICE2PCS01芯片結(jié)構(gòu)圖 表 ICE2PCS01引腳功能 表 圖 為該芯片內(nèi)部電路圖。 壓 V~ V(典型值 )； V(典型值 ,芯片供電電壓 V 時 )； 40℃ ~150℃； IEC 100032 Class D 標準的諧波分量要求。采用英飛凌先進的 APFC 控制芯片，通過對電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的精確控制，實現(xiàn) APFC 校正的目標。 當輸入電壓最低時輸入最大電流，有： AVPIinopk 7 623 5 0 0222m i n??? ??? ? (） 在電流紋波和峰值電流之間最好的妥協(xié)辦 法就是允許電感電流有 20%的紋波，即： AII pk ????? (） 則 Boost 電感峰值電流為： AIIIipk ???? (） 電感電流最大峰值時占空比為： 3 3 80 21 763 80m i n ?????? dc indc V VVD (） 所需要的升壓電感值為： mHIf DVL swin 19 00 0 34 62m i n ??????? ?? (） (2) 功率因數(shù)校正開關(guān)管的選擇 在本課題設(shè)計的 PFC 主電路中，電感電流的最大峰值為 ，開關(guān)管承受的最大 17 直流電壓為 VUUU dcDS 456%20380380 ??????? 。 222 mhuo OVV tPC ? ???? () 式中， t? —— 保持時間，電網(wǎng)斷電后要求電容在時間 t? 內(nèi)電壓不低于一定值； OV —— 直流輸出電壓； mhuV —— 要求電網(wǎng)斷電后，在保持時間內(nèi)電容電壓的最小值； 根據(jù)計算， Boost 輸出電容容量為 3700uF，由 5 個 750uF/450V 的電解電容并聯(lián)組成。與傳統(tǒng)連續(xù)導通型 PFC 方式相比，它不用直接從 AC 線路檢測正弦信號作為參考信號，采用平均電流控制方式實現(xiàn)單位功率因數(shù)。 ICE2PCS01 的控制電路中主要外圍參數(shù) 設(shè)計如下： (1) 電流檢測電阻的選擇 主電路上檢測電阻 4R 上的負壓降必須維持在一個比較低的值，跨壓為 左右的檢測電壓是一個不錯的選擇，保證產(chǎn)生的信號能夠避免受干擾，同時也不至于造成太大的能量損失。電路中 1R , 3R , 6R 分別取為?k390 ， ?k390 ， ?k10 (可調(diào)電位器 )。 用間接正弦波檢測方法的 ICE2PCS01 集成了電流調(diào)整器環(huán)路，方框圖如下。 M1 為非 線性增 19 益的方框輸出， M1max=。所以 3C 需滿足： 722 Cgf OTAs ?? () 20 式中， 2OTAg 為內(nèi)部跨導運算放大器的增益，芯片典型值為 。定義電流環(huán)的穩(wěn)定區(qū)所需要的 Fc 遠小于開關(guān)頻率 Fs，整個跨越頻率及相移區(qū)為 2kHz 及 85176。 f u l l l o a d2 6 4 V A C amp。 誤 差 放 大 器增 益 G 1 ( s )P W M 調(diào) 制 增益 G 2 ( s )功 率 變 換 增益 G 3 ( s )反 饋 增 益G 4 ( s )Vr e fVs e n s eVc o m pDo f f _ B o o s tIa v eVo u t+ 圖 電壓環(huán)的方框電路 其中的反饋方框 G4(s)是一個簡單的電阻分壓器，用于監(jiān)視大 Bulk電容上的輸出電壓，在本設(shè)計中，有： 21 ? ?63164 RRR RVVsGoutse nse ???? () 誤差放大器補償電路 G1(s) 示于下圖 。 合并上面所有的方框，整個電壓環(huán)的閉環(huán)增益為：