【正文】 OUTINOFF VVD ? () 正弦參考信號僅在 Doff間隔內獲得，控制電壓 Vp 送到 PWM 方框中去控制平均升壓電感電流，因此傳輸函數 G2(s)表達式如下： ? ?COMPAVEVIsG ?2 () 而功率級的傳輸函數 G3(s)的定義如下： ? ? rm sL outoutoutrm sL out I IIVI VsG __3 ????????? () 22 在以上幾個等式中， Vout為 PFC 校正之后的直流輸出電壓， Iout為直流輸出電流， IAVE為電感電流的平均值。在 220VAC 跨越頻率 fv 處為 18Hz，相移 56176。所以變壓器次級的空載電壓 ou 為一個脈沖寬度小于或者等于 ?180 的交流方波電壓，其脈沖寬度等于 onT ， onT 為開關管 V1 或者 V2 的導通時間。因為電容 C1和 C2 容量較大，故其電壓 iCC UUU 2121 ?? 是比較穩(wěn)定的，中點 B的電位基本不變。 考慮到輸出電壓中包含著頻率為 2 倍輸入頻率的紋波，因此設計的補償電路的頻率響應帶寬應遠小于 100Hz，用來抑制 100Hz 左右的紋波。 f u l l l o a d1 001 011 021 031 041 051 061 07 9 0 1 1 0 1 3 0 1 5 0 1 7 0 1 8 0f ( H z )Phase Angle 圖 電流環(huán)的一對極點和相角 (5) 電壓補償環(huán)路的設計 電壓控制環(huán)路的方框如下圖 所示，共有四個方框，其中包括誤差放大器 G1(s)，IC 的 PWM 調制器 G2(s)，升壓變換器的功率級 G3(s)及反饋檢測 G4(s)。 在本設計中，補償電容取值為 時， 其 Gc(s)的幅度及相角示于圖 中。對于平均電流型的控制，典型值為 。 (2) 分壓電阻 1R , 3R , 6R 的選擇 當輸出電壓額定時， 6 腳 senseV 電壓應為參考電壓 3V, 由輸出電壓經分壓后得到，如本電路中需滿足： 6316 RRR RU ref ??? () 為了避免分壓電阻上不必要的損耗，其阻值應該較大。 ICE2PCS01 給出了一種全新的連續(xù)導通型 (CCM)的控制方式和全新的控制電路。確定輸入電流的最大峰值：峰值功率等于 2 倍的平均功率，即 RMSpk UU 2? 。 2%。除增強動態(tài)響應模塊之外，直接 OVP 關閉功能進一步提升了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 和過壓保護： 通過 Vsense 引腳上的電阻分壓器對大電容兩端的電壓進行檢測。 ： 由于采用全新的 BiCMOS技術， ICE2PCS01的電源電壓的工作范圍從 10V～21V 擴展到 11V～ 26V，開啟的閾值電壓從 11V提高到 12V。因而 CCM 的控制電路設計復雜， CCM PFC 控制器的管腳數目也較多 。 10% （ 2)輸出電壓： 380VAC177。 平均電流控制模式的 Boost PFC 電路工作原理 平均電流控制的 Boost PFC 電路具有 總諧波失真（ THD)值小，對噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間的誤差小、可用于較大功率場合等優(yōu)點，成為我們設計的首選方案。 Boost 變換電路組成如圖 所示。 圖 幾種控制方法的輸入電流波形圖 系統(tǒng)硬件設計 9 3 系統(tǒng)硬件設計 1 充電系統(tǒng)功率部分總體結構設計 圖 充電系統(tǒng)總體結構流程框圖 如圖 整個電路采用了 AC/DC DC/DC 的設計結構 , 首先是 220V 的交流市電經 EMI濾波、 APFC 校正電路變?yōu)?380V 的直流 , 然后經 DC/DC 半橋變換及相應的控制電路 , 保證輸出電流電壓滿足充電電池的需求。由于輸入電流 8 被 “ 削尖 ” ，在電路上對輸入電流波形需要進行斜率補償。 所謂功率因數校正 (PFC)，就是在整流電路與負載之間增加一個功率變換器，應用電流反饋技術，通過適當的控制方法不斷調節(jié)輸入電流，使其跟蹤輸入正弦波電壓波形，將輸入電流校正成與電網電壓同相的正弦波，因而功率因數可提高到近似為 1。瞬時功率因數是隨著用電設備的類型、負荷的大小和電壓的高低而時刻在變化。從上式可見，抑制諧波分量即可達到增大 ? ，提高功率因數的目的。主要 技術指標：交流輸入電壓： 5 220V177。采用現代高頻功率變換技術的功率因數校正 (PFC)技術是解決諧波污染最有效的手段。這種充電方法開始擺脫傳統(tǒng)充電方法的束縛，將模糊控制技術引入充電方法，利用模糊控制本身適合處理多輸入多輸出非線性系統(tǒng)的優(yōu)勢，能夠更好的處理蓄電池充電過程中的時變性和抗干擾等常規(guī)控制方法所難以解決的問題。線性電 源的功率調整管總是工作在放大區(qū)，流過的電流是連續(xù)的。為減輕充電電源的重量和提高充電效率，可以采用高頻化、軟開關的開關電源。預計在未來幾年中，純電動汽車的市場占有率將大幅度提高。另外小型、低速、特種用途的純電動汽車也在不斷發(fā)展。 所謂電動汽車是指以車載電源為動力，用電機驅動車輪行駛，符合道路交通、安全法規(guī)各項要求的車輛。通過自主品牌的研發(fā)，我國也涌現出了一大批高新技術成果，這些都極大的促進了民族汽車工業(yè)的產業(yè)升級，縮小了我國汽車工業(yè)發(fā)展水平與發(fā)達國家之間的差距，實現了汽車工業(yè)的跨越式發(fā)展 。 90 年代，電動汽車的研發(fā)及產品化便成為世界主要汽車生產廠商的技術競爭重點。智能充電是使實際充電電流能夠動態(tài) 地跟蹤電池可接受的充電電流。 目前，大多數電機車使用的電源都是鉛酸蓄電池 組。文章所研究的 充電系統(tǒng)為新型電動汽車提供了一種可靠有效的充電設備 , 具有很強的應用價值。 采用功率因數校正以及隔離變壓調制的方式的充電電源，具有體積小、重量輕、可靠性高、整機變換效率高、對供電電網干擾小等特點。鉛酸蓄電池因其可循環(huán)再充電的特性，以及成本低廉、使用安全、無污染等優(yōu)點。充電系統(tǒng)根據電池的狀態(tài)確定充電工藝參數，使充電電流自始至終處于電池的可接受充電電流曲線附近，使電池幾乎在無氣體析出的條件下充電，做到既節(jié)約用電又對電池無損害。與此同時，眾多國家在電動汽車科技創(chuàng)新 方面也投入巨資，力爭搶占電動汽車產業(yè)的制高點。 電動汽車作為 21 世紀清潔、高效和可持續(xù)發(fā)展的交通工具，目前大規(guī)模應用的主要問題是初始成本高和續(xù)駛里程不理想，制約其發(fā)展的主要因素之一是當前電動 汽車充電效果不好，主要問題是充電時間長，充電效率低和充不滿，同時充電控制方法的選擇不當，使多數充電器與蓄電池不匹配。按照目前技術的發(fā)展方向和車輛驅動的原理，可分為純電動汽車（ PEV），燃料電池汽車（ FCEV），混 合動力車（ HEV）三類。在日本，純電動汽車與智能交通系統(tǒng)的組合已成為目前電動汽車技術水平下使用和商業(yè)化的新途 3 徑。 目前純電動汽車正處在產品技術研 發(fā)末期和大規(guī)模示范運行及產業(yè)化的初期，在技術上、運行經濟上、基礎設施上還存在產業(yè)化發(fā)展的瓶頸，需要政府相關政策的支持。 (3)全集成化的充電電源。由于調整管上損耗功率比較大，所以需要采用大功率調整管并且需要裝配體積很大的散熱器。 總之，新興 的快速智能充電方法的應用，充分發(fā)掘了蓄電池固有的可接受充電電流的潛能，使得充電時間大為縮短，充電效率成倍提高，提高了設備的利用率，同時提高了蓄電池的使用壽命，節(jié)省了電能，為各種充電器充電效能的提高奠定了基礎。為減少諧波對交流電網的污染，必須對電源產品如充電器、 UPS、高頻開關整流電源等的輸入電路進行功率因數校正，以最大限度的減少諧波電流。 10%；功率因數： ? ；效率： ? ；最大充電電流： 40A；最大輸出功率： 。 電力負荷如電動機、變壓器等，屬于既有電阻又有電感的電感性負載。 (3)加權平均功率因數：是指在一定時間段內功率因數的平均值。由于該方案中應用了有源器件，故稱為有源功率因數校正（ APFC）。 APFC 電路中電感上的電流，當電感電流達到一定值時，開關管開始導通；電感電流下降到一定值時，開關管陡然截止，它的 控制方式是利用工作頻率改變來控制開關管的導通和截止。其中 PFC控制電路主要由 MOSFET 管、 Boost 升壓電感、控制芯片 ICE2PCS01 以及直流濾波電容組成。 Boost 變換器的電感 fL 在輸入側，一般稱之為升壓電感。 如圖 Boost 型平均電流控制法 PFC 電路控制原理圖。 10% （ 3)額定輸出功率： （ 4)功率因數： ≥ 13 傳統(tǒng)的用于電子設備前端的二極管整流器，因為導致電源線的脈沖電流，干擾電網線電壓，產生向四周輻射和沿導線傳播的電磁干擾，導致電源的利用效率下降。 ICE2PCS01 這種新的 PFC 控制器，是為了降低設計費用和難度而開發(fā)的。 ： 輸出門驅動器是一個快速的推挽式輸出門極驅動 電路。 Vsense 電壓發(fā)送至誤差放大器，并且與內部參考源（用于電壓環(huán)路調節(jié)）進行比較。 ： ICE2PCS01 的基本工作原理與 ICE1PCS01 相同。 壓 V~ V(典型值 )； V(典型值 ,芯片供電電壓 V 時 )； 40℃ ~150℃； IEC 100032 Class D 標準的諧波分量要求。 當輸入電壓最低時輸入最大電流，有： AVPIinopk 7 623 5 0 0222m i n??? ??? ? (） 在電流紋波和峰值電流之間最好的妥協辦 法就是允許電感電流有 20%的紋波，即： AII pk ????? (） 則 Boost 電感峰值電流為： AIIIipk ???? (） 電感電流最大峰值時占空比為： 3 3 80 21 763 80m i n ?????? dc indc V VVD (） 所需要的升壓電感值為： mHIf DVL swin 19 00 0 34 62m i n ??????? ?? (） (2) 功率因數校正開關管的選擇 在本課題設計的 PFC 主電路中，電感電流的最大峰值為 ，開關管承受的最大 17 直流電壓為 VUUU dcDS 456%20380380 ??????? 。與傳統(tǒng)連續(xù)導通型 PFC 方式相比，它不用直接從 AC 線路檢測正弦信號作為參考信號，采用平均電流控制方式實現單位功率因數。電路中 1R , 3R , 6R 分別取為?k390 ， ?k390 ， ?k10 (可調電位器 )。 M1 為非 線性增 19 益的方框輸出， M1max=。定義電流環(huán)的穩(wěn)定區(qū)所需要的 Fc 遠小于開關頻率 Fs，整個跨越頻率及相移區(qū)為 2kHz 及 85176。 誤 差 放 大 器增 益 G 1 ( s )P W M 調 制 增益 G 2 ( s )功 率 變 換 增益 G 3 ( s )反 饋 增 益G 4 ( s )Vr e fVs e n s eVc o m pDo f f _ B o o s tIa v eVo u t+ 圖 電壓環(huán)的方框電路 其中的反饋方框 G4(s)是一個簡單的電阻分壓器，用于監(jiān)視大 Bulk電容上的輸出電壓，在本設計中，有： 21 ? ?63164 RRR RVVsGoutse nse ???? () 誤差放大器補償電路 G1(s) 示于下圖 。參考內部跨導運放的傳輸函數 G1(s)及芯片典型的跨導增益值，最終確定的補償參數如下： uFC 110? ， uFC ? ， ?? kR 108 ，此時帶寬為 ， ?? ) ZH（ 。 iB UU 21? ，而 A點的電位則取決于開關管 V1和 V2 的工作情況。當開關管 V2導通時，則 iAB Uu ?? 。 在上述的電壓補償網絡下，電壓環(huán)的增益幅度及相移區(qū)域在 220VAC 滿載條件下示