【正文】 。其輸出緩沖器具有對(duì)稱的驅(qū)動(dòng)特性，可以輸出和吸收大電流。作為輸入使用時(shí)，若內(nèi)部上拉電阻使能，端口被外部電路拉低時(shí)將輸出電流。在復(fù)位過程中，即使系統(tǒng)時(shí)鐘還未起振，端口C處于高阻狀態(tài)。如果JTAG接口使能，即使復(fù)位出現(xiàn)引腳 PC5(TDI)、PC3(TMS)與 PC2(TCK)的上拉電阻被激活。端口D(PD7..PD0)端口D 為8 位雙向I/O口，具有可編程的內(nèi)部上拉電阻。其輸出緩沖器具有對(duì)稱的驅(qū)動(dòng)特性，可以輸出和吸收大電流。作為輸入使用時(shí)，若內(nèi)部上拉電阻使能，則端口被外部電路拉低時(shí)將輸出電流。在復(fù)位過程中，即使系統(tǒng)時(shí)鐘還未起振，端口D處于高阻狀態(tài)。RESET復(fù)位輸入引腳。持續(xù)時(shí)間超過最小門限時(shí)間的低電平將引起系統(tǒng)復(fù)位。持續(xù)時(shí)間小于門限間的脈沖不能保證可靠復(fù)位。XTAL1反向振蕩放大器與片內(nèi)時(shí)鐘操作電路的輸入端。XTAL2反向振蕩放大器的輸出端。AVCCAVCC是端口A與A/D變換器的電源。不使用ADC時(shí)，該引腳應(yīng)直接與VCC連接。使用ADC時(shí)應(yīng)通過一個(gè)低通濾波器與VCC 連接。AREFA/D 的模擬基準(zhǔn)輸入引腳。 ATMega16的基本系統(tǒng)電路，由電源電路、復(fù)位電路和時(shí)鐘電路組成。 ATMega16的基本系統(tǒng)電路 PWM控制模塊設(shè)計(jì) 數(shù)字式PWM 關(guān)鍵問題（1）數(shù)字式PWM頻率[14]采用數(shù)字處理器（如單片機(jī)、DSP等）實(shí)現(xiàn)DC/DC變換器的數(shù)字控制中，數(shù)字PWM的定時(shí)器采用數(shù)字計(jì)數(shù)器。做如下假設(shè)：數(shù)字計(jì)數(shù)器的位數(shù)為，計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)脈沖頻率為，產(chǎn)生PWM時(shí)計(jì)數(shù)器的最大計(jì)數(shù)值為，則計(jì)數(shù)周期為。那么PWM的周期就是計(jì)數(shù)器從0計(jì)數(shù)到所需的時(shí)間，可由下式得到：， ，是自然數(shù)， ，是自然數(shù)式中，就是數(shù)字式PWM頻率。當(dāng)一定時(shí)數(shù)字式PWM的最低頻率為：；最高頻率為：以TI公司的數(shù)字信號(hào)處理器ATMega16為例。ATMega16的時(shí)鐘頻率為16MHz，16位計(jì)數(shù)器，~。PWM脈沖可以達(dá)到高頻開關(guān)電源的頻率要求。但是，目前采用單片機(jī)控制器的開關(guān)頻率一般只能做到100KHz以下，這就是因?yàn)閿?shù)字式PWM的分辨率問題。ATMega16有一個(gè)10位的逐次逼近型ADC。ADC與一個(gè)8通道的模擬多路復(fù)用器連接，能對(duì)來自端口A的8路單端輸入電壓進(jìn)行采樣。單端電壓輸入以0V(GND)為基準(zhǔn)。器件還支持16路差分電壓輸入組合。兩路差分輸入(ADCADC0與ADCADC2)有可編程增益級(jí)，在A/D變換前給差分輸入電壓提供0dB(1x)、20dB(10x)或46dB(200x)的放大級(jí)。七路差分模擬輸入通道共享一個(gè)通用負(fù)端(ADC1)，而其他任何ADC輸入可做為正輸入端。如果使用1x或10x增益，可得到8位分辨率。如果使用200x增益，可得到7位分辨率。ADC包括一個(gè)采樣保持電路，以確保在變換過程中輸入到ADC的電壓保持恒定。（2）數(shù)字式PWM分辨率PWM分辨率只是數(shù)字式PWM的問題，只存于數(shù)字式PWM中。數(shù)字式PWM分辨率就是其最小占空比。假設(shè)計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)周期為n+1，那么PWM分辨率D為：顯然越小，分辨率越高。如果數(shù)字計(jì)數(shù)器的位數(shù)為，那么它所能實(shí)現(xiàn)的PWM最高分辨率為。（3）數(shù)字式PWM頻率與分辨率的關(guān)系由上面的分析可以得出數(shù)字式PWM頻率與分辨率的關(guān)系為：.也就是說，數(shù)字式PWM頻率與分辨率成反比，即在計(jì)數(shù)脈沖頻率一定的情況下，PWM頻率越高，其分辨率就越低。因此，在數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)過程中，不能一味提高開關(guān)頻率，這樣會(huì)造成PWM分辨率的降低，容易引起輸出的極限環(huán)振蕩，從而使輸出穩(wěn)定精度下降或造成輸出不穩(wěn)定。（4）量化誤差在模擬控制中，輸出電壓的調(diào)節(jié)精度無窮小，在理論上，輸出電壓可以調(diào)節(jié)到任意值，然而，在數(shù)字控制系統(tǒng)中，由于存在量化過程，輸出電壓的調(diào)節(jié)是在一系列離散的點(diǎn)上。在數(shù)字控制系統(tǒng)中，有兩個(gè)存在量化誤差的階段：A/D變換和數(shù)字PWM。假設(shè)用于驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)管的數(shù)字PWM信號(hào)有種可能的脈寬，則可以得到的離散輸出電壓的數(shù)目為，則相應(yīng)的輸出電壓分辨率為。期望輸出電壓值（包括允許誤差）必須在這些離散的電壓點(diǎn)上。例如即允許誤差為：則要求A/D變換器的位數(shù)為：即要求A/D變換器的位數(shù)要≥7位，其輸出才至少有一個(gè)狀態(tài)符合在允許誤差范圍內(nèi)的期望輸出值。在本文中采用的是單片機(jī)ATMega16，它的A/D為10位，這個(gè)精度一般能達(dá)到變換器的控制要求。主要考慮數(shù)字PWM的量化誤差，如果數(shù)字PWM分辨率低于A/D變換器精度，那么A/D變換器將不能找到具有“零誤差”的輸出電壓點(diǎn)，則系統(tǒng)輸出將不斷找尋穩(wěn)定輸出值并且在期望輸出處上下跳動(dòng)，即極限環(huán)振蕩。下面作圖說明了上述情況。 極限環(huán)示意圖（5）內(nèi)在時(shí)間延遲DC/DC變換器數(shù)字控制的實(shí)現(xiàn)步驟為：A/D模塊采樣輸出電壓變換成二進(jìn)制數(shù)，并和對(duì)應(yīng)于參考電壓值的二進(jìn)制數(shù)進(jìn)行比較；運(yùn)用控制算法得到新的占空比數(shù)值；這個(gè)占空比載入PWM模塊并輸出PWM信號(hào)給變換器。 數(shù)字PWM控制器時(shí)延在t1時(shí)刻，A/D變換被觸發(fā)，A/D變換比PWM延遲一個(gè)很小的時(shí)間，以避免開關(guān)尖峰，t2時(shí)刻采樣和變換完成，對(duì)ATMegal6來說。從t2到t3為新占空比的計(jì)算時(shí)間，即控制算法執(zhí)行時(shí)間，在t3時(shí)刻計(jì)算完成并準(zhǔn)備好新的占空比，算法執(zhí)行時(shí)間可能需要幾個(gè)開關(guān)周期，在這一時(shí)間段內(nèi)，占空比保持不變。在t4時(shí)刻，新的占空比被送入開關(guān)變換器。輸出電壓的采樣和變換，新的占空比的計(jì)算需要一定的時(shí)間，這是由微控制器的性能決定的。另外，一個(gè)新的占空比要在下一個(gè)周期才能起作用。因此，對(duì)DC/DC變換器的數(shù)字控制器來說有一個(gè)內(nèi)在的時(shí)間延遲，最小時(shí)延為一個(gè)開關(guān)周期。（6）A/D采樣的干擾開關(guān)變換器模擬控制器信號(hào)取樣一般是連續(xù)進(jìn)行的，而數(shù)字控制中采樣是離散的，這就使得開關(guān)噪聲對(duì)后者的影響更為嚴(yán)重，開關(guān)噪聲發(fā)生時(shí)刻與采樣時(shí)刻不容易錯(cuò)開，采樣到的信號(hào)不能進(jìn)行有效的控制。由于在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)只來得及采樣一兩次，對(duì)那些需要快速反應(yīng)的信號(hào)來說，模擬和數(shù)字濾波的方法均難以應(yīng)用。因此，選擇合適的采樣算法也是影響變換器控制特性的關(guān)鍵問題。 ATMega16產(chǎn)生PWM模式本開關(guān)電源中，電源的輸入電壓相對(duì)較低，電源的功率也比較小，同時(shí)，針對(duì)與輸入電壓的高變化性，為了保證控制的實(shí)時(shí)性，因此要求較高的頻率。經(jīng)過比較，本電路中，采用ATMega16單片機(jī)進(jìn)行PWM控制。利用ATMega16定時(shí)計(jì)數(shù)器的PWM模式，與比較匹配寄存器相配合，能直接生成占空比可變的方波信號(hào)，即脈沖寬度調(diào)制輸出PWM信號(hào)。快速PWM模式工作的基本原理是：定時(shí)計(jì)數(shù)器在計(jì)數(shù)過程中，內(nèi)部硬件電路會(huì)將計(jì)數(shù)值（TCNTn）和比較寄存器（OCRn）中的值進(jìn)行比較，當(dāng)兩個(gè)值相匹配（相等）時(shí)，能自動(dòng)置位（清零）一個(gè)固定引腳的輸出電平（OCnx），而當(dāng)計(jì)數(shù)器的值到達(dá)最大值時(shí)，則自動(dòng)將該引腳的輸出電平（OCnx）清零（置位）。因此，在程序中改變比較寄存器中的值（通常在溢出中斷服務(wù)中），定時(shí)計(jì)數(shù)器就能自動(dòng)產(chǎn)生不同占空比的方波（PWM）信號(hào)輸出了。，Mega16單片機(jī)的PB3腳產(chǎn)生一個(gè)PWM波。 PWM波產(chǎn)生電路 PWM波形圖 所示。 PWM控制的系統(tǒng)流程圖 AD信號(hào)采集模塊 AD變換原理A/D變換器是一種把輸入模擬電壓或電流變成與它成正比的數(shù)字量，即能把被控對(duì)象的各種模擬信息變成計(jì)算機(jī)可以識(shí)別的信息。A/D變換器種類很多，但從原理上通常可以分為以下四種：計(jì)數(shù)器式A/D變換器，雙積分式A/D變換器，逐次逼近式A/D變換器和并行A/D變換器。本文采用的是逐次逼近式A/D變換器。這是一種采用對(duì)分搜索原理來實(shí)現(xiàn)A/D變換的方法。 逐次逼近型ADC原理圖逐次逼近型ADC是應(yīng)用非常廣泛的模/數(shù)變換方法，它由比較器、D/A變換器、比較寄存器SAR、時(shí)鐘發(fā)生器以及控制邏輯電路組成，將采樣輸入信號(hào)與已知電壓不斷進(jìn)行比較，然后變換成二進(jìn)制數(shù)。，首先將DAC的最高有效位MSB保存到SAR，接著將該值對(duì)應(yīng)的電壓與輸入電壓進(jìn)行比較。比較器輸出被反饋到DAC，并在一次比較前對(duì)其進(jìn)行修正。在邏輯控制電路和時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)下，SAR不斷進(jìn)行比較和移位操作，直到完成LSB的變換，此時(shí)所產(chǎn)生的 DAC輸出逼近輸入電壓的177。1/2LSB。當(dāng)每一位都確定后，變換結(jié)果被鎖存到SAR并作為ADC輸出。這一類型ADC的優(yōu)點(diǎn)：高速；與其它ADC相比，功耗相當(dāng)?shù)?。缺點(diǎn)：傳感器產(chǎn)生的信號(hào)在進(jìn)行模/數(shù)變換之前需要進(jìn)行調(diào)理，包括增益級(jí)和濾波，這樣會(huì)明顯增加成本。 ATMega16的AD采集ATmegal6自帶了一個(gè)10位的逐次比較(successive approximation)的A/D變換器，它具有如下特點(diǎn)：10位精度；177。2LSB的絕對(duì)精度；65us~260us的變換時(shí)間。每秒最大為15kSPS的采樣速率；ADC的電壓輸入范圍0Vcc；；連續(xù)變換模式和單次變換模式；ADC變換完成觸發(fā)中斷；休眠模式下的噪聲抑止器(NOISE CANCELER)。ADC與一個(gè)8通道的模擬多路復(fù)用器連接，能夠?qū)σ訮ORTA口作為ADC輸入引腳的8路單端電壓輸入進(jìn)行采樣。單端電壓輸入以O(shè)V(GND)為參考。ADC包括采樣保持電路，以確保輸入電壓在ADC變換過程中保持恒定。ADC功能單元由獨(dú)立的專用模擬電源引腳AVCC供電。AVCC和VCC的電壓差別不能大于177。，也可采用外部的參考電源。本次設(shè)計(jì)對(duì)單端電壓輸入進(jìn)行采樣(通過ADC1引腳)。 AD檢測(cè)電壓A/。該電路同時(shí)發(fā)揮了反饋和過電流保護(hù)作用。圖中第一級(jí)用LM358構(gòu)成的差分放大電路，設(shè)置圖中的電阻值均相等，構(gòu)成一個(gè)減法器，這樣可以測(cè)得補(bǔ)償電阻上的電壓差。第二級(jí)為放大電路，用LM358構(gòu)成一個(gè)加法器，在電壓差的基礎(chǔ)上再加上一個(gè)2V的電壓，提高控制精度。然后送到單片機(jī)的ADC口。由于ATMega16的AD輸入信號(hào)范圍是05V，這樣又有效起到了過壓保護(hù)的作用。 AD采集反饋電路A/。 A/D信號(hào)采集模塊的軟件流程圖 驅(qū)動(dòng)電路電路和控制電路之間需要進(jìn)行電氣隔離，以保證不會(huì)發(fā)生干擾。另外，由于ATMega16的PWM模塊的輸出電壓為5V，且其帶負(fù)載能力很差，因此不能用輸出的PWM信號(hào)直接驅(qū)動(dòng)MOSFET，必須對(duì)輸出的PWM波形進(jìn)行功率放大。驅(qū)動(dòng)隔離電路就是為實(shí)現(xiàn)這些功能而設(shè)計(jì)的。BUCK變換器中功率MOSFET源極電位不固定，較難驅(qū)動(dòng)，這里選用國(guó)際整流器公司的IR2110作為N溝道功率MOSFET驅(qū)動(dòng)器。（1）IR2110內(nèi)部結(jié)構(gòu)和特點(diǎn)[15]IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS制造工藝，DIP14腳封裝。具有獨(dú)立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達(dá)500V，dv/dt=177。50V/ns，15V下靜態(tài)功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3，即功率器件的柵極驅(qū)動(dòng)電壓）電壓范圍10～20V；邏輯電源電壓范圍（腳9）5～15V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有177。5V的偏移量；工作頻率高，可達(dá)500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。由三個(gè)部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護(hù)。如上所述IR2110的特點(diǎn)，可以為裝置的設(shè)計(jì)帶來許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計(jì)，可以大大減少驅(qū)動(dòng)電壓 IR2110內(nèi)部原理框圖（2）MOSFET驅(qū)動(dòng)電路原理[16]用IR2110驅(qū)動(dòng)BUCK變換器中的功率MOSFET。 MOSFET驅(qū)動(dòng)電路原理圖H0管腳輸出接MOS開關(guān)的柵極，VS接MOS開關(guān)的漏極，這樣通過PWM控制MOS開關(guān)。采用MOS管專用驅(qū)動(dòng)器件IR2110完成驅(qū)動(dòng)功能。IR2110是一款高低電平驅(qū)動(dòng)器件，其邏輯輸入電壓只需3．3 V，輸出電壓最大可達(dá)20 V，驅(qū)動(dòng)電流最大可達(dá)到2 A。其延遲時(shí)間為10ns，上升沿和下降沿時(shí)間分別為120ns和94ns。由于IR2110可同時(shí)驅(qū)動(dòng)雙MOS管，因而系統(tǒng)只涉及一個(gè)MOS管，故只使用一路驅(qū)動(dòng)即可。由于普通二極管的反向恢復(fù)時(shí)間過長(zhǎng)，而肖特基整流管無電荷儲(chǔ)存問題，可改善開關(guān)特性。其反向恢復(fù)時(shí)間縮短到10ns以內(nèi)。但其反向耐壓值較低，一般不超過100 V。因此肖特基二極管適用于低壓、大電流狀態(tài)下工作，并可利用其低壓降提高低壓、大電流整流(或續(xù)流)電路的效率。 顯示和鍵盤模塊 顯示元件LCD 1602 本設(shè)計(jì)中選用1602型LCD，它可以顯示2行16個(gè)字符，有8位數(shù)據(jù)總線D0~D7和RS，R/W，EN三個(gè)控制端口，工作電壓為5V，并且具有字符對(duì)比度調(diào)節(jié)和背光功能。 1602的示意圖（1）. 1602的引腳說明（2）1602型LCD的主要技術(shù)參數(shù)如下：顯示容量：16*2個(gè)字符芯片工作電壓：~工作電流：（）模塊最佳工作電壓：字符尺寸：*(W*H)mm（3）基本操作程序讀狀態(tài)：輸入：RS=L，RW=H，E=H 輸出：D0~D7=狀態(tài)字讀數(shù)據(jù)：輸入：RS=H，RW=H，E=H 輸出：無寫指令：輸入：RS=L，RW=L，D0~D7=指令碼，E=高脈沖 輸出：D0~D7=數(shù)據(jù)寫數(shù)據(jù)：輸入：RS=H，RW=L，D0~D7=數(shù)據(jù)，E=高脈沖 輸出：無（4）RAM地址映射圖控制器內(nèi)部帶有80字節(jié)的RAM緩沖區(qū)， RAM地址映射圖控制器內(nèi)部設(shè)有一個(gè)數(shù)據(jù)地址指針，用戶可以通過它們?cè)L問內(nèi)部的全部80字的RAM。（5）常用指令 液晶顯示電路 液晶顯示電路，與LCD的連接的是單片機(jī)的PA端口，LCD采用4位并行傳輸方式（即僅用DB4DB7，4位數(shù)據(jù)總線）。具體連接為：三根控制線：PB0RS，GNDR/W，PB1EN四根數(shù)據(jù)線：PC4D4，PC5D5，PC6D6，PC7D7 鍵盤控制電路在單片機(jī)嵌入式系統(tǒng)中，按鍵和鍵盤是一個(gè)基本和常用的接口，它是構(gòu)成人機(jī)對(duì)話通道的一種常用的方式。按鍵和鍵盤能實(shí)現(xiàn)向嵌入式系統(tǒng)輸入數(shù)據(jù)、傳