【正文】 從上面的方程可以看出，單邊 UPWM 輸出頻譜包含有信號(hào)諧波，載波諧波，載波與信號(hào)及它們的諧波相互作用形成的邊帶信號(hào)。 3 反饋控制技術(shù) 一般得丁類(lèi)放大器位開(kāi)環(huán)系統(tǒng)，通過(guò)反饋控制技術(shù)可以減少丁類(lèi)放大器失真。 在圖 4－ 5（ b）的反饋設(shè)計(jì)中，可采用求和積分器代替簡(jiǎn)單的加法器。 另外，還可采用電壓、電流雙環(huán)反饋的方案，電流反饋環(huán)為內(nèi)環(huán)，電壓反饋為外環(huán)，電壓反饋環(huán)為電流反饋環(huán)提供參考信號(hào)。 4 動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制 在 DC/AC 變換中，為了降低輸出交流電源的 THD，減小紋波，常采用串連補(bǔ)償電壓源或并聯(lián)補(bǔ)償電流源的方案?；?DC/AC 中的補(bǔ)償思想，可考慮在丁類(lèi)放大器中引入補(bǔ)償源，但如果直接采用前面的方案，有直接串連電壓源或并聯(lián)電流源會(huì)產(chǎn)生很大的功率損耗，降低了丁類(lèi) 放大器的總體效率，而高效率正是丁類(lèi)放大器的最大優(yōu)點(diǎn)。 圖 4－ 6中主放大器為半橋配置，主開(kāi)關(guān)頻率可設(shè)計(jì)僅為放大器輸出帶寬的 2倍，主放大器的輸出紋波由輔助功放通過(guò)變壓器耦合進(jìn)行補(bǔ)償。雖然采用了 2套丁類(lèi)放大器，但由安徽理工大學(xué)電子信息工程專(zhuān)業(yè)畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 23 于主開(kāi)關(guān)工作頻率很低，極大的降低了開(kāi)關(guān)損耗；輔助開(kāi)關(guān)雖然工作頻率高，但工作電壓低，功率小，因 此整個(gè)放大器的總體效率得到提高。 5 單周控制技術(shù) 單周控制技術(shù)是 90 年代發(fā)展起來(lái)得一種非線性大信號(hào) PWM控制理論，也是一種模擬 PWM 控制技術(shù)。圖 4－ 7 所示為單周控制的 BUCK 型變換器，控制器主要包括積分器、復(fù)位開(kāi)關(guān) S、比較器、 RS 觸發(fā)器。這個(gè)狀態(tài)中，開(kāi)關(guān) 變量 VD 等于電源電壓 Vg，積分器積分，直到積分輸出 Vint 等于控制參考 Vref，比較器輸出復(fù)位RS觸發(fā)器（ Q 端為 0， Qn 為 1），控制主開(kāi)關(guān) T斷開(kāi)，復(fù)位開(kāi)關(guān) S導(dǎo)通。 控制方程如下式： ＝ VD(t)dt= VD(t)dt=kVref （式 4－ 9） 式 4－ 9 中 Ts 是開(kāi)關(guān)周期， 是 VD在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的平均值， k=RfCint/Ts 是電壓放大倍數(shù)。 安徽理工大學(xué)電子信息工程專(zhuān)業(yè)畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 24 6 噪聲整形技術(shù) 在數(shù)字式丁類(lèi)音頻功率放大器中，以 CD 為例，采樣頻率為 ，分辨率為 16 位的數(shù)字音頻信號(hào)，要實(shí)現(xiàn) PCM 到 PWM 的直接變換，調(diào)制器計(jì)數(shù)器工作頻率將高達(dá) ＝ ，這在實(shí)際電路主是不可能實(shí)現(xiàn)的，必須想辦法減少數(shù)字音頻信號(hào)的位數(shù)。在實(shí)際應(yīng)用中，常采用過(guò)采樣和噪聲整形技術(shù)來(lái)減少數(shù)字音頻信號(hào)的位數(shù)。噪聲整形器原理如圖 4－ 8 所示。假設(shè) x（ n）為 16 位音頻信號(hào)， y（ n）為用于表示同樣信息的 8 位數(shù)據(jù)，過(guò)采樣率為 ＝ ，可用高速 TTL 電路或 FPGA 實(shí)現(xiàn)，主開(kāi)關(guān)工作頻率 ＝ 。 7 增強(qiáng)采樣控制技術(shù) 從上面的分析可知， UPWM 頻譜中由于含有信號(hào)諧波，因此保真度較差，為了改善UPWM 的保真度，可采用增強(qiáng)采樣方案，增強(qiáng)采樣過(guò)程如圖 4－ 9 所示： 設(shè)信號(hào) f(t)在 nT和（ n＋ 1）T時(shí)刻的采樣值分別為 S1和S2，則 nT 到（ n＋ 1） T 時(shí)刻的脈沖寬度可由下面定義的函數(shù)推倒得到： fn(t)=f((－ε )(tnT)+nT) 0=ε =1 式 4－ 11 變量ε反映了定義函數(shù)與自然采樣的偏離程度，當(dāng)ε＝ 0時(shí)， fn(t)等于 f(t),采樣過(guò)程與自然采樣相同，當(dāng)ε＝ 1 時(shí)， fn(t)等于 f(nT),采樣過(guò)程與統(tǒng)一采樣過(guò)程相同。但是，只要恰當(dāng)?shù)剡x擇因子ε，增強(qiáng)采樣能在自然采樣和統(tǒng)一采樣之間達(dá)到優(yōu)化，即在音頻帶寬范圍內(nèi)，減少統(tǒng)一采樣的信號(hào)諧波失真和自然采樣的邊帶失真，從而提高了 整個(gè)放大器的保真度。 從圖 4－ 10 中可以看出，經(jīng)補(bǔ)償后的統(tǒng)一采樣模擬了自然采樣，克服了統(tǒng)一采樣信號(hào)諧波失真較大的缺點(diǎn)，在 DSP上軟件實(shí)現(xiàn)也比較簡(jiǎn)單，因此具有很高的實(shí)用價(jià)值。反饋控制和動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制都可在一定程度上改善放大器的保真度，提高整體效率，但反饋網(wǎng)絡(luò)的延時(shí)安徽理工大學(xué)電子信息工程專(zhuān)業(yè)畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 27 特性設(shè)計(jì)困難，動(dòng)態(tài)補(bǔ)償控制也同樣難以實(shí)現(xiàn)主放大器與輔助放大器頻率特性的一致，因此控制器設(shè)計(jì)難度大，整個(gè)放大器結(jié)構(gòu)趨于復(fù)雜。噪聲整形技術(shù)、增強(qiáng)采樣控制技術(shù)和補(bǔ)償采樣控制技術(shù)主要實(shí)用與數(shù)字式丁類(lèi)放大器。增強(qiáng)采樣和補(bǔ)償采樣改善了數(shù)字式丁類(lèi)放大器的保真度。補(bǔ)償采樣 實(shí)際上是模擬了自然采樣過(guò)程，克服了統(tǒng)一采樣的諧波失真，也同樣存在邊帶信號(hào)失真。我們這里采用的是自然采樣 PWM。而本設(shè)計(jì)采用的精密整流電路如圖 4－11所示： 它將輸入級(jí)放大后的輸入信號(hào)的負(fù)半波全部翻轉(zhuǎn)為正半波，來(lái)與三角波進(jìn)行比較，從而全部輸出正脈沖。至于輸出控制由后面介紹 的分相電路進(jìn)行控制。 電平匹配電路 電平匹配電路用來(lái)調(diào)節(jié)精密整流電路輸出的信號(hào)電平，使之與三角波產(chǎn)生電路產(chǎn)生的三角波電平安徽理工大學(xué)電子信息工程專(zhuān)業(yè)畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 28 相匹配，使兩電平中心點(diǎn)重合并且保證整流信號(hào)的幅度不得高于三角波的最高幅值，這可通過(guò)調(diào)節(jié)變阻器來(lái)實(shí)現(xiàn)，變阻器范圍選擇 0k～ 20k。 三角波產(chǎn)生電路 三角波產(chǎn)生 器是利用恒定電流對(duì)一個(gè)電容器的充電和放電而形成三角波。 如圖 4－ 13，三角波產(chǎn)生電路的頻率 fo s c 按經(jīng)驗(yàn)要比音頻頻率高十倍，其幅度位 2vcm，一般三角波頻率為 125KHZ1MHZ 。 fo s c 越低，效率越高。在大多數(shù)情況下綜合考慮， fo s c 取 200－ 300KHZ 為好。 即 fo s c=1/（ 2π **1000PF）≈ 200KHZ. PWM控制器 PWM 控制器實(shí)質(zhì)是一個(gè)電壓比較器，我們這里采用 LM393/A 高速雙比較器。這兩個(gè)電壓經(jīng)比較器后，輸出與音頻信號(hào)幅值成正比的脈寬信號(hào)。這里變阻器用來(lái)調(diào)節(jié)匹配電路輸入來(lái)得電壓，使其與三角波的電壓的中心點(diǎn)重合變阻器大小選擇 20k，其原理如圖 4－ 3。由于雙管比單管的驅(qū)動(dòng)能力大，所以選擇雙管驅(qū)，采用雙電源供電。其它輔助三極管選擇 9011。 如圖光耦合管選擇 4N25，限流電阻選擇 ，這樣 15v 供電電壓去掉 T1 和發(fā)光二極管降壓約為 14v 左右， T1 集電極電流約為 10mA（在 T1 飽和的情況下）。為了簡(jiǎn)化電源的設(shè)計(jì)，光耦合管的供電壓與兩驅(qū)動(dòng)管的供電電壓相同。 工作過(guò)程如下：以上半路驅(qū)動(dòng)電路為例，當(dāng) T1 飽和導(dǎo)通， T2 飽和導(dǎo)通， T5 截止，T6飽和導(dǎo)通，而此時(shí)下半路均截止；當(dāng) T1 截止時(shí)， T2 截止 ,T5飽和導(dǎo)通， T6截止，而此時(shí)下半路均截止。 輸出橋的設(shè)計(jì) 輸出橋一般分為全橋輸出和半橋輸出。 全橋式放大器 全橋又稱(chēng) H型橋功率放大器。四個(gè) MOSFET 管 及負(fù)載連接成“ H”的字樣，所以又稱(chēng)為 H型橋式功放。兩個(gè)輸入端的相位總是相反的。 工作原理如下：左端輸入正脈沖，則右端輸入負(fù)脈沖，其脈沖寬度相同。 半橋式放大器 如圖 4－ 17：它由一個(gè) P 溝道 MOSFET 和一個(gè) N溝道 MOSFET 組成。 輸出橋的選擇 由以上介紹可知，在相同的供電電壓下，全橋輸出是半橋的二倍。由于本設(shè)計(jì)對(duì)供電電壓沒(méi)有要求，我們這里采用半橋輸出式。此設(shè)計(jì)的震蕩頻率為 200KHZ，所選功率管的開(kāi)關(guān)時(shí)間應(yīng)小于 5ms，以避免兩管同時(shí)導(dǎo)安徽理工大學(xué)電子信息工程專(zhuān)業(yè)畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 31 通從而燒壞功率管，而盡量選擇開(kāi)關(guān)時(shí)間小的功率管，也就減少了開(kāi)關(guān)損耗，提高了效率；這里要提高效率就要盡量選擇導(dǎo)通電阻 RON 小的功率管。ID=。TON=35ns。集電極最大損耗 PCM= 選擇 IRFP9640；兩快恢復(fù)二極管在截止時(shí)的最大耐壓120v，導(dǎo)通時(shí)峰值電流為 5A，選擇 RHRG1540CC,其主要參數(shù)為極限工作電壓 VRWM=400V, 極限工作電流 IM=15A,恢復(fù)時(shí)間 40ns。 Pon＝ ICM2 R= ≈ 我們來(lái)計(jì)算開(kāi)關(guān)損耗：在開(kāi)關(guān)過(guò)程中，我們可認(rèn)為 MOS管是線性的。 輸出濾波器的設(shè)計(jì) 低通濾波器的截至頻率決定功放頻率響應(yīng)高頻上限。低通濾波器的電感器中流過(guò)的電流很大，電感線圈的電阻和電容器的等效串聯(lián)電阻都會(huì)消耗功率，也就是說(shuō)，輸出低通濾波器會(huì)降低丁類(lèi)功率放大器的效率，必須使用等效串聯(lián)電阻小的電感和等效串聯(lián)電阻小的電容器。用四階低通濾波器需要的元件數(shù)量多，成本增高，對(duì)高頻的濾波效果要好過(guò)二階低通濾波器。通常該電路采用功率較小的二階低通 LC 濾波器。 需要注意的是組成低通濾波器的元件參數(shù)不能隨意改變，其取值應(yīng)該根據(jù)揚(yáng)聲器的阻抗 RL來(lái)確定。 分相電路 一般的丁類(lèi)音頻功率放大器正負(fù)半波均要通過(guò) PWM控制器與三角波進(jìn)行比較輸出正負(fù)脈沖波，而本設(shè)計(jì)中是通過(guò)精密整流電路將輸入信號(hào)均翻轉(zhuǎn)為正半波，此分相電路是識(shí)別所調(diào)制的輸入信號(hào)是 正半波還是負(fù)半波從而作為控制端控制哪一開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通。過(guò)零比較器采用高速比較器 LM393/A，由高輸入阻抗低輸出阻抗，其同相輸入端通過(guò) 51K電阻接輸入級(jí)的輸出端，其反相輸入端通過(guò) 51K 電阻接地，輸出端接 1K 電阻輸出到兩個(gè)與門(mén)的控制端。由此實(shí)現(xiàn)分相。本電路使用兩塊 555 可消除這種令人不快的聲響。 J1 的常開(kāi)觸點(diǎn)和 J2的常閉觸點(diǎn)串與輸出網(wǎng)絡(luò)。為了保證整個(gè)功放機(jī)的工作穩(wěn)定，電源電路必須滿足以下要求：（ 1）電源內(nèi)阻小，功率大，效率高；（ 2）反應(yīng)速度快，輸出電壓紋波系數(shù)?。唬?3）不能防止影響其他設(shè)備正常工作。其電源穩(wěn)定形式主要有并聯(lián)穩(wěn)壓以及串聯(lián)穩(wěn)壓兩種形式。三端穩(wěn)壓器選用 78xx 系列。 15 電壓為驅(qū)動(dòng)電路供電。 5v為輸入級(jí)、 PWM 調(diào)制電路及分相電路供電。10K10K1000pf43011K33pf51k1kamp。901147K1K90119014901522IRF636901147K4N251K90119014901522IRF636RHRG1540CCRHRG1540CC20uHJ1 J2940uf+5V+5Vin+5V+5v5v+5V5V+5v5V+5V+5V5V+5V5V+15V+15+60V15v60v 圖 4－ 21 安徽理工大學(xué)電子信息工程專(zhuān)業(yè)畢業(yè)設(shè)計(jì)論文 35 第五章 總 結(jié) 這次畢業(yè)設(shè)計(jì)的主要目的就是讓我們將大學(xué)四年中所學(xué)的知識(shí)用在實(shí)踐中，并培養(yǎng)我們的獨(dú)立考慮、設(shè)計(jì)能力、創(chuàng)新能力、遇到問(wèn)題的解決能力和團(tuán)隊(duì)合作能力，以及我們?cè)谧呦蚬ぷ鲘徫缓竽芨玫陌l(fā) 揮學(xué)以致用，在碰到困難時(shí)不急不躁，在自主解決的前提下，結(jié)合團(tuán)隊(duì)力量，解決問(wèn)題并有所創(chuàng)新。 本次論文的設(shè)計(jì)中論述了 音視頻領(lǐng)域的數(shù)字化進(jìn)展迅速，從數(shù)字化音源到數(shù)字化處理技術(shù)。運(yùn)用模擬電路組成的脈寬調(diào)制器一般都是根據(jù)自然采樣定理（此時(shí)輸入信號(hào)為模擬信號(hào) ），用載波（三角波）和調(diào)制波（模擬輸入信號(hào)）比較，由其交點(diǎn)確定的脈沖序列即為控制開(kāi)關(guān)管的 PWM序列，作為音頻功率放大器的主要組成部分，完成此次的音頻功率放大器的設(shè)計(jì)。我們?cè)谝院蟮墓ぷ鲗W(xué)習(xí)中也會(huì)遇到各種技術(shù)問(wèn)題，所以有了這次設(shè)計(jì)的經(jīng)驗(yàn)對(duì)我們來(lái)說(shuō)是一次很好的鍛煉。從論文的選題、研究?jī)?nèi)容和方案的確定到整 個(gè)研究工作的進(jìn)步以及最后論文的撰寫(xiě)的整個(gè)過(guò)程，導(dǎo)師都給予了我耐心的指導(dǎo)和細(xì)致的關(guān)懷。在此謹(jǐn)向?qū)熇盍脊饨淌谥乱陨钌畹木匆夂椭孕牡母兄x。 通過(guò)幾個(gè)月的畢業(yè)設(shè)計(jì)，培養(yǎng)了我們的實(shí)際動(dòng)手能力。 最后，要感謝父母和親人，正是他們默默的支持和無(wú)限的關(guān)心，才使我得以順利地完成學(xué)業(yè)。北京：清華大學(xué)出版社， 1987 年 8. 康華光主編 .電子技術(shù)基礎(chǔ) .第三版 .北京：高等教育出版社， 1988 年 9. 姚玉潔譯著 .開(kāi)關(guān)電流 —— 數(shù)字工藝的模擬技術(shù) .北京：高等教育出版社， 1997年 10. Theodore Communications Principles and ,Inc.,1996 11. Paul , Robert G.. Meyer. Analysis and Design of Analog Integrated Wileyam