【正文】 假設調(diào)制度為 M，脈沖序列的幅度為 dU ，則有 mdU MU? ，第 k份正弦波面積 1S 所對應的脈沖寬度面積 2 kdSU??? 。目前采用較多的是正弦脈寬調(diào)制技術即 SPWM 控制技術。 1)雙極性 SPWM 調(diào)制 在雙極性控制方式中，載波（三角波）在調(diào)制波半個周期內(nèi)是在正負兩個方向變化，所得到的 PWM 波形也正負兩個在方向變化，圖 210 為雙極性 PWM 調(diào)制。 圖 210 雙極性 SPWM 控制示意圖 2)單極性 SPWM 調(diào)制 單極性調(diào)制方式與雙極性調(diào)制方式不同的是，單極性調(diào)制方式的特點是在一個開關周期內(nèi)兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓：另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗?？梢娫? 12 相同的載波頻率下，單極性調(diào)制方式比雙極性調(diào)制的開關損耗要低，故本文采取單極性SPWM 調(diào)制方式。 13 第三章 逆變器前級 DC/DC推挽升壓 推挽電路結(jié)構(gòu)原理分析 DCDC 推挽升壓電路原理圖如圖 31 所示，可以看出主要由輸入推挽主電路、高頻變壓器、輸出整流電路和輸出濾波器五部分組成。電路中接有儲能濾波電容 C，儲能濾波電容會對輸出電壓的脈動電壓起到平滑的作用，因此，輸出電壓 Uo 不會出現(xiàn)很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值 Up 就可以認為是半波平均值 Upa，其值略大于正激輸出 nUi， n 為變壓器次級線圈 N3 繞組與初級線圈 N1 繞組或 N2 繞組的匝數(shù)比。所以，推挽式 DCDC 變換器的輸出電壓 uo，約等于高頻變壓 器次級線圈 N3 繞組產(chǎn)生的正激式輸出電壓 Up 或 Up的半波平均值 Upa 或 Upa： o pau U nUi??—— M1 導通期間； 或 o pau U nUi? ? ? —— M2 導通期間。逐漸增加到最大值；在兩者的共同作用下剛好產(chǎn)生一個方波。而如果開關管采用的是 MOSFET管，則這個問題就沒那么嚴重。 1)額定電壓 由電路工作原理可知 :功率開關管的最大應力為 2Vin，考慮到輸入電壓為 30V~50V（實際使用電壓 40V)，由推挽電路的工作原理可以知道， MOSFET 管兩端承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓 40=60V，考慮到分布電感引起的電壓尖峰及可靠性設計，選用 80V耐壓的 MOSFET 開關管。 考慮到綜上的計算選用選取的 MOSFET 管為 RU190N08，該管的主要參數(shù)如下：80DDSVV? ； () onRm??； 190DIA? ； 68rrt ns? ； 400DPW? 。在整流開關時有一定的電壓振蕩，因此要考慮 倍裕量 ,則額定電壓為 400=600V 本設計的逆變電源開關頻率為 31KHz，輸出為 220V的正弦波，其峰值電壓約為 311V，假設系統(tǒng)后級的逆變效率為 86%，則可以計算出前級 DCDC 變換器輸出的電壓為 360V，功率為 220W，輸出電流有效值約為 1A。 前級輸出濾波器的設計 本文設計的輸出濾波器采電容濾波方案。 輸出電容 Co 的容量和輸出電壓紋波并沒有直接的關系，紋波的大小是由輸出電容的ESR（等效串聯(lián)電阻 Ro）來決定的，假設紋波電壓峰 — 峰值為 Vr，則它們的關系為： 0rV RdI? 式中， dI 是所選的 電感電流紋波的峰 — 峰值。因此 0C 可選為 660 8 0 1 0 8 0 1 0/orC R V dI?????? 假設 / 5000roVV? ， 2 /10odI I? ，代入數(shù)據(jù)得 310oC uF? ，在設計當中選用的是330uF/450V的電解電容。 ATmega128L是一款基于 AVRRISC、低功耗 COMS 的 8 位單片機，由于在一個時鐘周期內(nèi)執(zhí)行一條指令， ATmega128L 可以達到接近 1MIPS/MHz。 ATmega128L成為一個功能強大的單片機，為許多嵌入式控制應用提供了靈活而低成本的解決方案。 T/C1 有多種工作模式，其中相位可調(diào)的 PWM 模式可以產(chǎn)生高精度相位可調(diào)的 PWM 波形。在設置正向比較匹配輸出模式下 :正向加 1 過程中， TCNT1 的計數(shù)值與輸出比較寄存器 OCR1A/ OCR1B的值相同匹配時清零 OC1A/OC1B，即使引腳 OC1A和 OC1B輸出低電平 。設置成反向比較 17 匹配輸出模式時工作過程與上述過程相反 [13]。 圖 33 T/C1 模式 PWM 工作時序圖 由以上可知 ，計數(shù)器計數(shù)上限 TOP 值的大小決定了 PWM 輸出頻率的高低，而比較寄存器的數(shù)值則決定了輸出脈沖的起始相位和脈寬。 TCCR2=0X79。 OCR0=OCR2=0。 } void dutfactor2(unsigned int q) { OCR2=255(255*q/100)。 高頻變壓器的設計 高頻鏈變壓器是裝置的核心部件， 其性能的好壞直接決定了整個逆變器的性能承擔著隔離和傳輸功率的重任。高頻變壓器的工作頻率比一般的工頻電力變壓器要高，達幾十 KHz 甚至更高，因此其設計有自身的特點。高頻變壓器磁心多是低磁場下使用的軟磁材料，有較高的磁導率、低的矯頑力和高的電阻率。磁心矯頑力低，磁滯回環(huán)面積小，則鐵損也小。本論文采用鐵氧體磁性的高頻鏈變壓器。 磁芯幾何尺寸的確定 設變壓器原、副邊匝數(shù)分別為 Np 和 sN ，原邊輸入電壓為 1V ，由法拉第電磁感應定律，有： 1 f s p w eV K f N B A? 式中： sf 為開關工作頻率（ Hz）， wB 工作磁通密度， pN 原邊繞組， eA 磁芯有效面積，fK 為波形系數(shù)，有效值與平均值之比（方波時為 4，正弦波時為 ）整理得 1pf s w eVN K f B A? 磁芯窗口面積 wA 乘上使用系數(shù) 0K 為有效面積，該有效面積為原邊繞組 pN 占據(jù)的窗口面積與副邊繞組 sN 占據(jù)的窗口面積 ssNA之和，即 0w p p s sA K N A N A?? 19 式中： 0K 為窗口使用系數(shù)（ 0 1K? ） 。 設原副邊電流密度相等，為 J，則 12ssIIAAJJ?? 由上述三式可得： 1 1 2 20 w f s w e f w eV I V IKA K f B A J K fB A J?? 即 1 1 2 20we f s wV I V IAA K K f B J?? weAA即為變壓器窗口面積和磁芯截面積的乘積。上式表明工作磁通密度 wB 、開關工作頻 率 sf 窗口面積使用系數(shù) 0K 、波形系數(shù) fK 和電流密度 J 都影響面積的乘積 [14]。 又 設 1 1 2 2TP V I V I??為變壓器的視在功率，則公式可以進一步表示為： 0 ()Twe xf s w j w ePAA K K f B K A A? 14 1010()T xwef s w jPA P A A K K f B K ???? 式中除了 AP 單位為 cm，其余物理量均為國際單位制。當 20 輸出是整流橋時 k=1，當輸出接推挽電路時 2 2k ? 由于本文前段采用推挽結(jié)構(gòu)，輸出采用全橋整流因此 1 2k? ， 2 1k? ；設變壓器效率為 90%，即 η=，得 102 2( ) 1 5 0 ( 1 ) 3 6 6 . 50 . 9T kP P k?? ? ? ? ? ? 采用 EE 型磁芯，查表磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)表可得，容許溫升 25℃ 時， jK =323， X=，用高頻鐵氧體材料 R2KBD，其飽和磁通約為 B=5100G，考慮高溫飽和磁密會下降，同時防止合閘瞬間高頻變壓器進入飽和取 / 3 170 0w s sB B G??。 則： 11 8 41 1 0 . 1 440 3 6 6 . 5 1 0( ) ( ) 1 . 2 2 60 . 4 4 3 . 5 1 0 1 7 0 0 3 2 3T xp w e f s w jPA A A c mK K f B K ?? ?? ? ? ?? ? ? ? ? 增加 10%的裕度取 cm? 查手冊選取 EE40 鐵氧體磁芯，其 442 .2 0 1 .3 5pA cm cm??,有效截面積 2127eA mm? 。 變壓器線圈匝數(shù)的計算 從提高高頻變壓器利用率，減小開關管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓角度考慮高頻變壓器原副邊匝比應盡可能取大一些。為了在規(guī)定的輸入電壓范圍內(nèi)能夠達到輸出要求，變壓器的變比應按最低輸入電壓選取。 mB 的單位是 T， S 的單位是 2cm 。考慮到集膚效應，原邊用 3 根銅線并繞。變壓器的工作頻率為 30KHz，在此頻率下，銅線的穿透深度為 : 23 7 622 0 . 3 52 2 3 5 1 0 4 1 0 5 8 1 0 mmf? ? ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ? ? ? 因此應選用線徑小于 ，原邊電流： 300 8 .3 34 0 0 .9opinPIAV ?? ? ?? 原副邊的電流密度 J： 0 . 1 4 2( ) ( ) 3 2 3 ( 1 .3 5 ) 3 0 9 .7 /xxj w e jJ K A A K A P A c m?? ? ? ? ? 原邊繞組裸線面 積 XPA ： 28 .3 3 0 .0 33 0 9 .7pXP IA cmJ? ? ? 副邊繞組裸線面積 XSA ： 2300 0 . 0 0 62 2 0 2 2 4 . 2 5oXS IA c mJ? ? ?? 按照以上參數(shù)設計的高頻變壓器即可以滿足 DCDC 環(huán)節(jié)的要求。為避免上下管開關管同時導通而發(fā)生短路 ，增加了 PWM 波的死區(qū)時間和驅(qū)動能力，實驗結(jié)果良好。 22 第四章 逆變器后級 DC/AC單相全橋逆變 DCAC 主電路結(jié)構(gòu)分析 逆變器后級 DCAC 主電路主要由逆變橋、開關管吸收緩沖電路和輸出濾波器構(gòu)成，其原理簡圖如圖 41 所示： 圖 41 DCAC 逆變電路簡圖 圖中由 M1— M4 四個開關管組成逆變橋，它們在單極性 SPWM 控制下工作。 M1— M4的驅(qū)動信號如圖 42 所示。前級推挽變換器輸出的高壓直流電向負載提供能量，同時給儲能濾波電容充電，其等效電路圖如圖 43 所示： 圖 43 工作狀態(tài)一等效電路圖 工作狀態(tài)二：當 Ug1=0， Ug4=Um 且 Ug2=Ug3=0 時， M4 導通， M M M3 關斷。電感電流通過 D2和 D3 給電源充電，此時的等效電路圖如圖 45 所示： 24 圖 45 工作狀態(tài)三等效電路圖 DCAC 電路參數(shù)計算 開關頻率的選擇 前級 DCDC 推挽升壓變換器的輸出電壓為 360V 直流電，該電壓作為后級 DCAC 變換器的輸入電壓。后級 DCAC 開關頻率的選擇對于逆變器來說極其重要。但過大的載波比 N也意味著極高的開關頻率，在高頻率應用場合會帶來很大的開關損耗，逆變效率就得不到保證。考慮 SPWM 波產(chǎn)生芯片 TDS2285 的載波頻率和輸出濾波回路以及功率開關器的效率，本文選擇的載波頻率為 20KHz，載波比20KHz/50Hz=400。目前，在逆變電路中常用的開關管有： MOSFET、 IGBT、 GTO、 GTR 等。 MOSFET 的選取最主要考慮的是它的耐壓和所能承受的最大電流。另外，由于設計的開關頻率為 20KHz，所以 MOSFET 的通斷時間必須要遠小于 50us。 25 吸收緩沖電路的設計 在各種電力電子裝置中，如有源電力濾波器、 STATCOM 等，大功率逆變器的設計是其關鍵技術之一。 IGBT 斷態(tài)時可能承受高電壓但漏電流小，通態(tài)時可能承受大電流但管壓降小，而開通和關斷過程中 IGBT 可能同時承受高電壓、大過流以及較大的 dv／ dt、 di／ dt和過大瞬時功率。 吸收緩沖電路主要分為三種類型 [15]： RC 型、 RCD 型和 C 型三種，如圖 46 所示： （ a） RC 吸收電路（ b） RCD 吸收電路（ c） C 吸收電路 圖 46 H 橋吸收緩沖電路 在設計電路時，應該根據(jù)它們的特點選擇合適的方案，表 41 為三種吸收緩沖電路的特點對比： 表 41 三種吸收緩沖電路比較 電路類型 RC 型吸收 緩沖電路 RCD 型吸收 緩沖電路 C 型吸收 緩沖電路 特點 結(jié)構(gòu)簡單、雙向吸收、易造成過沖電壓、會引起漏極電流升高 克服過沖電壓過高 、過電壓抑制效果較好、可現(xiàn)實軟關斷、會引起漏極電流升高 僅需一個電容跨接與橋臂兩端、成本低、易產(chǎn)生振蕩、會引起漏極電流升高 適用范圍 小容量、低頻率裝置 中小容量、低頻率裝置 中等容量裝置 由上表可以看出， RCD 型吸收緩沖電路性