【正文】 (312) 在一個(gè)電源周期中， di 有兩個(gè)波頭，分別輪流流過 VD VD4和 VD VD3 。依據(jù)輸入最高電壓時(shí)輸出最大電流的要求來確定其電壓與 電流等級，并預(yù)留 ～ 2 倍的電壓和2～ 3 倍的電流裕量。 以下由電路的運(yùn)行情況來選擇二極管電壓定額和電流定額，整流二極管上承受的最大反向峰值電壓為： 2 6%)51(2 2 022 ????IU V，因此可以選擇耐壓為 400V 以上的二極管。所以流過整流二極管的電流有效值為 ,由于二極管電流定額是根據(jù)正弦半波電流平均值來定的，且考慮 2倍裕量，則整流二極管的電流 定額可選為 ?? A。從為使電壓的波形變得更為平滑、脈動(dòng)更小來講，濾波電容 C越大越 好。為解決以上問題，則應(yīng)根據(jù)負(fù)載電阻和輸出電流的大小來合理地選擇濾波電容 C的值 。濾波電容的選擇與負(fù)載的大小有關(guān)，確切地說是由放電回路的時(shí)間常數(shù) ?來確定的。濾波電容一般采用電解電容，使用時(shí)注意極性不能接反，電容器的耐壓應(yīng)大于它實(shí)際工作中所承受的最大電壓，通常取（ ～ 2） U1 ，所以該 系統(tǒng)的濾波電容耐壓值取為 400V。BJT、 SCR、 GTO 為電流控制型，由于它們是兩種載流子導(dǎo)電，所以導(dǎo)通壓降低，導(dǎo)通損耗小，輸入阻抗較低，但他們開關(guān)頻率不高，控制電流及功率較大，控制電路復(fù)雜，主要用在功率較大的場合。在電壓控制型器件中， IGBT 具有優(yōu)良的性能，它集 MOSFET 和 IGBT 的優(yōu)點(diǎn)于一身：既有輸入阻抗高、速度快、熱穩(wěn)定好和驅(qū)動(dòng)電路簡單的優(yōu)點(diǎn)，又有通態(tài)電壓低、耐壓高的優(yōu)點(diǎn)，在此特選用 IGBT 作為功率管子。它是電源的核心器件，其穩(wěn)定性和安全性對電源的可靠運(yùn)行至關(guān)重要。額定電壓要考慮電網(wǎng)電壓峰值、允許電壓波動(dòng)范圍、開關(guān)電流 引起的電壓尖峰等，一般電壓取 2倍裕量，即 MCES VV 2? （ VM ， IGBT 上的最高電壓）。 a)IGBT 的額定電壓 VDSR的選擇 計(jì)算時(shí)要考慮到電網(wǎng)電壓波動(dòng)，取波動(dòng)系數(shù) Kb 為 ，安全系數(shù) ? 為 ，則直流輸入的最大電壓為： ???? ?bd KUU 12 在 IGBT 工作過程中關(guān)斷階段承受的電壓最大，設(shè)計(jì)時(shí)要以關(guān)斷峰值電壓為依據(jù)，關(guān)斷時(shí)的峰值電壓為： ????? ?)1 5 ( dp UU 其中， 為過壓系數(shù)； 150 為電感引起的尖峰電壓。 b)IGBT 的額定電流 eI 電源的額定輸出電流 Ion為 1A，由此可知流過每個(gè) IGBT 的平均電流為 I=1A。 其中， 2 為峰值系數(shù)； 為過載容量系數(shù)； 為 eI 的減小系數(shù)。 PWM 控制逆變電路的工作原理 PWM 控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用十分廣泛，目前中小功率的逆變電路幾乎都采用了 PWM 技術(shù)。由于濾波電感的導(dǎo)線電阻很小，此處可以不予 考慮。 負(fù)載+V d cZ 1Z 2Z 3Z 4R 1R 2R 3R 4C 1C 2C 3C 4C fCDL fAB 圖 33 單相全橋正弦逆變電路 具體的控制規(guī)律如下：在輸出電壓 ou 的正半周，讓 V1 保持通態(tài)， V2 保 持?jǐn)鄳B(tài)， V3和 V4交替通斷。在負(fù)載電流為正的， V3和 V4導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載電壓 ou 等于直流電壓 dU ； V4 關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過 V1 和 VD3續(xù)流， ou =0。這樣， ou 總可以得到 dU 和零兩種電平?？刂?V3和 V4 通斷的方法如圖 34 所示。在 ru 和 cu 的交點(diǎn)時(shí)刻控制 IGBT 的通斷。在 ru 的負(fù)半周， V1 保持?jǐn)鄳B(tài)， V2 保持通態(tài)，當(dāng) ru cu 時(shí)使 V3 導(dǎo)通， V4 關(guān)斷， ou = dU ； u cu ruou ofuoudUd?OOt?t? 圖 34 單極性 PWM 控制方式波形 當(dāng) ru cu 時(shí)，使 V3 關(guān)斷， V4 導(dǎo)通， ou =0。圖中的虛線 ofu 表示 ou 中的基波分量。 輸出濾波電路設(shè)計(jì) 經(jīng)整流后的直流輸出電壓脈動(dòng)性很大，不能直接使用。濾波電路的主要任務(wù)是將整流后的單向脈動(dòng)直流電 壓中的紋波濾除掉，使其變成平滑的直流電。由于電容的儲(chǔ)能作用，使得輸出直流電壓波形比較平滑，脈動(dòng)成分降低，輸出直流電壓的平均值增大。因此在本課題的變頻電源電路中，整流電路接濾波電容，以減小整流電壓的脈動(dòng)程度，來滿足電路的需要。 b)輸出濾波電容參數(shù)計(jì)算 假設(shè)紋波系數(shù)要 %? ，由于該電源額定輸出電壓為 220V，則輸出電壓的紋波幅值 out，考慮到功率開關(guān)管開 /關(guān)造成的電壓尖峰，可令輸出電壓的交流紋波為 100mV，而 I0 =1A，最小的輸出電容可用下式計(jì)算： FUfIC o ?5 0 0 08/ ????? I0 ：輸出電流； U? ：允許的輸出電壓紋波峰峰值； f ：工作頻率。 4 功率器件的驅(qū)動(dòng)和保護(hù)電路設(shè)計(jì) 對 IGBT 驅(qū)動(dòng)電路的主要要求如下： a)柵極驅(qū)動(dòng)電壓 IGBT開通時(shí)，正向柵極電壓的值足夠使 IGBT產(chǎn)生飽和，并使通態(tài)損耗減至最小，同時(shí)也應(yīng)限制短路電流和它所帶來的功率應(yīng)力。當(dāng)柵極電壓為零時(shí)， IGBT處于斷態(tài)。 b)串聯(lián)柵極電阻 RG 選擇適當(dāng)?shù)臇艠O串聯(lián)電阻對 IGBT 柵極驅(qū)動(dòng)相當(dāng)重要。 IGBT 是電壓驅(qū)動(dòng)的功率模塊，柵極驅(qū)動(dòng)不但要有足夠的電荷量，還要有足夠高的電壓，此外，還要考慮控制信號與主回路強(qiáng)電之間的隔離。為解決這個(gè)問題，目前市場上已推出了一些專用集成驅(qū)動(dòng)電路模塊，使得電路設(shè)計(jì)簡單、可靠。 M57962模塊的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖如圖 41 所示。 M57962L的主要參數(shù)列于附表 41中。） 表 41 符 號 參 數(shù) 條 件 范 圍 單 位 VCC VEE 電源電壓 DC 18 15 V V VI 輸入電壓 1314 腳輸入 1~+7 V VO 輸出電壓 5 腳輸出 VCC V IOHP 輸出電流 脈寬 =2 s? 頻率 =20H 5 A IOLP 5 A Viso 隔離電壓 正弦電壓 60HZ， 1 分鐘 2500 Vrms Topr 工作溫度 2~+60 OC Tstg 存貯溫度 2~+100 OC IOH 輸出電流 DC A IFD 故障輸出電流 8 腳輸出 20 mA VR1 輸入電壓 13 腳輸入 5 V TRESET 保護(hù)恢復(fù)時(shí)間 從開始到消除（輸入信號為高） 1~2 ms VSC 檢測電壓 15 V M57962L 模塊具有以下特點(diǎn)： (a) 具有較高的輸入隔離度； (b)采用雙電源供電方式，以確保 IGBT 可靠通斷； (c)內(nèi)有短路保護(hù)電路； (d)輸入端為 TTL門電平 ，適用于單片機(jī)控制。若過載或短路， IGBT 的集電極電位升高，經(jīng)外接二極管流入檢測電路的電流增加，柵極關(guān)斷電路動(dòng)作，切斷 IGBT 的柵極驅(qū)動(dòng)信號，同時(shí)在 8 腳輸出電平“過載 /短路”指示信號。 M57962L 輸出的正驅(qū)動(dòng)電壓均為 +15V 左右，負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓為 — 10V。電源電壓的極限值為+18V/15V，一般取 +15V/10V； c)信號傳輸延遲時(shí)間短，低電平 — 高電平的傳輸延時(shí)時(shí)間以及高電平 — 低電平的傳輸延遲時(shí)間都在 s? 以下； d)具有過流保護(hù)功能， M57962L 通過檢測 IGBT 的飽和壓降來判斷 IGBT 是否過流，一旦過流， M57962L 將對 IGBT 實(shí)施軟關(guān)斷，并輸出過流故障信號。 M57962L 驅(qū)動(dòng)電路中主要包括過流、過壓與過熱保護(hù)，因此應(yīng)用它效果比較好。產(chǎn)生 過流的原因大致有：晶體管或二極管損壞，控制與驅(qū)動(dòng)電路故障或干擾等引起誤動(dòng)、輸出線接錯(cuò)或絕緣損壞等形成短路、輸出端對地短路等。因此，其過壓保護(hù)也很重要。 RRV2V1 圖 43 吸收回路 圖 44 柵極保護(hù)電路 設(shè)計(jì)采用充放電吸收回路，對于電路中元器件的選用，在實(shí)際工作中，電容C選用高頻低電感繞聚乙烯或聚丙烯電容，也可選用陶瓷電容，容量為 2 F? 左右。電阻選用氧化膜無感電阻，其阻值的確定要滿足放電時(shí)間明顯小于主電路開關(guān)周期的要求，可按 CTR 6/? 計(jì)算， T 為主電路的開關(guān)周期。 除了上述 減少 CE 之間的過電壓之外，為防止柵極電荷積累或柵源電壓出現(xiàn)尖峰損壞 IGBT、可在 CE之間設(shè)置一些保護(hù)元件，電路如圖 44 所示。因此，綜上所述本文采用的M57962L 驅(qū)動(dòng) IGBT 的應(yīng)用電路如圖 45所示。 變頻電源性能的好壞取決于輸出的電壓、電流波形是否近似于正弦波，這需要采用電子技術(shù)來調(diào)制波形或幅值。目前采用較多的是正弦脈寬調(diào)制技術(shù)即SPWM 控制技術(shù)。 SPWM 控制技術(shù) PWM( Pulse Width Modulation)控制就是對脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)，即通 過對一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效的獲得所需要的波形。由直流電源產(chǎn)生的 PWM 波通常都是等幅 PWM波。 PWM 調(diào)制法基本原理 在采樣控制理論中有一個(gè)重要的結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。此原理稱之為面積等效原理，它是PWM 控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。采用脈寬調(diào)制逆變電路，可同時(shí)解決調(diào)壓和改善波形的雙重任務(wù)。 PWM 控制方式就是對逆變電路開關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖代替正弦波或所需要的波形，按一定 的規(guī)則對各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。 依據(jù) SPWM 控制原理，可以用模擬電路構(gòu)成三角波載波和正弦調(diào)制波發(fā)生電路，用比較器來確定它們的交點(diǎn)，在交點(diǎn)時(shí)刻對功率開關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制， 就可以生成 SPWM 波形。而微機(jī)控制技術(shù)的發(fā)展使得用軟件生成 SPWM 波形變得比較容易 ，因此，目前 SPWM波形的生成和控制多用微機(jī)來實(shí)現(xiàn)。采樣法又有如下幾種： a) 自然采樣法 自然采樣法就是在正弦波和三角波的自然交點(diǎn)時(shí)刻控制功率開關(guān)器件的通斷，從而生成 SPWM 波形，如圖 51 所示。另外，當(dāng)正弦波頻率變化或幅值變化時(shí)，各脈沖的寬度也相應(yīng)變化。 b) 規(guī)則采樣法 自然采樣法是最基本的 SPWM 波形生成法，它以 SPWM 控制的基本原理為出發(fā)點(diǎn)可以準(zhǔn)確地計(jì)算出各功率開關(guān)器件的通斷時(shí)刻，所得的波形很接近正弦波。 cu ruptCTOO 1t 2t tt 圖 51 生成 SPWM 波形的自然采樣法 實(shí)際應(yīng)用較多的是采用三角波作為 載波的規(guī)則采樣法。 對稱規(guī)則采樣法 在采樣時(shí)，每個(gè)脈沖的中點(diǎn)和三角波中點(diǎn)（負(fù)峰點(diǎn)）重合，即使每個(gè)脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)為對稱，使計(jì)算大為簡化，如圖 52所示，在三角波的負(fù)峰時(shí)刻 Dt 對正弦調(diào)制波采樣而得到 D 點(diǎn)，過 D點(diǎn)作一水平直線和三角波分別交于 1和 2點(diǎn)，在 1點(diǎn)的時(shí)刻 1t 和 2點(diǎn)的時(shí)刻 2t 分別控制功率開關(guān)器件的通和斷。 從圖 52 可得如下關(guān)系式： 222sin1CpDr Tt tU ?? ? （ 51） 因此可得 ： )s in1(2 DrCp tUTt ??? （ 52） 在三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊的間隙寬度 pt39。 DrCpCp tUTtTt ????? （ 53） cu ruptO 1t 2t ttDt2ptpt 39。 cu ruptOO 1t 2t ttDtFt Ft39。如圖53 所 示。當(dāng)載波比為 3 或 3 的倍數(shù)時(shí)，輸出電壓將不存在偶次諧波，其它高次諧波含量也很小，故不對稱規(guī)則采樣法更常用。顯然這一系列脈沖波形的寬度和開關(guān)時(shí)刻可以 嚴(yán)格地用數(shù)學(xué)方法計(jì)算得到。所以實(shí)際應(yīng)用 SPWM 技術(shù)時(shí)必然受到一定條件的制約，主要為：功率開關(guān)器件開關(guān)頻率的制約；微處理器采樣與計(jì)算周期的制約；功率開關(guān)器件開關(guān)損耗和散熱條件的制約；以及調(diào)制度 (M)的制約。為了保證逆變器功率開關(guān)器 件安全工作，所調(diào)制的脈沖載波有最小脈寬和最小間隙限制，以保證脈沖寬度大于功率開關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)間 ONt 和關(guān)斷時(shí)間 OFt 。 在理想的情況下， M 可在 0～ 1 之間變換，以調(diào)節(jié)輸出電壓的幅值。采用模擬電路和專用集成芯片的方法來產(chǎn)生 PWM 波形，調(diào)制度都在 01之間，稱為線性調(diào)制，調(diào)制度在此區(qū)間時(shí)，輸出電壓的基波分量正比于調(diào)制度。較為實(shí)用的方法是調(diào)制的方法，即把希望得到的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過對載波的調(diào)制得 到希望的 PWM 波形。較常見的分類主要方法有兩類： a) 根據(jù)調(diào)制脈沖的極性可以分為單極性、雙極性和單極性倍頻調(diào)制三種； 單極性調(diào)制方式 單極性調(diào)制方式的特點(diǎn)是在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)兩只功率管以較高的開關(guān)頻率互補(bǔ)開關(guān)，保證可以得到理想的正弦輸出電壓；另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關(guān)損耗