【正文】 造成的高次諧波將給電源電壓和電流帶來(lái)畸變，并影響接于同一電源的其他設(shè)備。變頻電源自問(wèn)世以來(lái)引起了國(guó)內(nèi)外電源界的普遍關(guān)注，現(xiàn)已成為具有發(fā)展前景和影響力的一項(xiàng)高新技術(shù)產(chǎn)品。 變頻電源主要由整流濾波電路、開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電路、逆變電路、電流電壓檢測(cè)電路及控制器電路等部分組成。 變頻逆變電源應(yīng)用廣泛，應(yīng)用該電源可以實(shí)現(xiàn)從三相交流電到單相交流電的轉(zhuǎn)換，為設(shè)備提供電源，其變頻功能還可以改變單相交流電的輸出變頻頻率，可以很方便的用于一些中小功率的單相 電機(jī)進(jìn)行變頻調(diào)速等。 2 系統(tǒng)方案論證與設(shè)計(jì) 系統(tǒng)方案論證 結(jié)構(gòu)方式 從結(jié)構(gòu)上看，靜止式變壓變頻裝置有直接和間接兩種結(jié)構(gòu)方式。正、反向兩組按一定周期互相切換，在負(fù)載上就獲得交變的輸 出電壓 ou 。這種裝置受輸出諧波電流和脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩的限制，最高輸出頻率不超過(guò)電網(wǎng)頻率的 1/3～ 1/2。 ~ 5 0 H ZA C恒 壓 恒 頻（ C V C F ）整流逆 變D C中 間 直 流環(huán) 節(jié)A C變 壓 變 頻（ V V V F ） 圖 22 間接（交 — 直 — 交）變壓變頻裝置 先用可控硅整流器將交流電壓整成電壓可調(diào)的直流電壓 dV 。為了提高電網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)。但是，由于輸入環(huán)節(jié)采用晶閘管可控整流器，當(dāng)電壓調(diào)得比較低時(shí)，電網(wǎng)端功率因數(shù)較低。 如圖 c 所示的裝置中，用不控整流，則輸入功率因數(shù)不變；用 PWM 逆變， 則輸出諧波可以減少。 A CA CA CD CA CA CA CD CD CD C可 控 整 流 逆 變不 控 整 流不 控 整 流P W M 逆變 器逆 變斬 波 器調(diào) 頻調(diào) 壓a )b )調(diào) 壓 調(diào) 頻 圖 23 間接變壓變頻裝置的不同結(jié)構(gòu)形式 a)可控整流調(diào)壓、逆變調(diào)壓 b)不可控整流、斬波器調(diào)壓、逆變器調(diào)頻 c)不可控整流、 PWM 逆變器調(diào)壓調(diào)頻 因此，為了提高通用性，系統(tǒng)選用 ACDCAC 變換電路（即交 — 直 — 交變壓變頻裝置）。這種方法構(gòu)成的電路簡(jiǎn)單，成本低，而且頻率連續(xù)可調(diào)。 A C A C整 流直 流 環(huán) 節(jié)逆 變 圖 24 交 — 直 — 交變換器結(jié)構(gòu)圖 在交 — 直 — 交變換器這種結(jié)構(gòu)中 ，無(wú)論作為變頻調(diào)速器還是逆變電源，逆變技術(shù)在整個(gè)系統(tǒng)占有重要的地位。 在 80 年代初期，為了提高逆變電源的通信功能及顯示功能，逆變電源的設(shè)計(jì)中采用了微處理器，但是，由于微處理器的速度有限，通常只具有給定正弦波的發(fā)生、控制逆變電源的開(kāi)關(guān)及實(shí)現(xiàn)保護(hù) 顯示等功能，逆變電源的核心 — 逆變器的控制仍然需要模擬電路的參與。這類(lèi)變頻器稱(chēng)為電壓源型變頻器。 逆 變 器逆 變 器+C dU dL dI d+U d a) 電壓源型 b)電流源型 圖 25 電壓源型和電流源型交 — 直 — 交變頻裝置 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)組成 基于以上的分析比較，結(jié)合本課題的實(shí)際應(yīng)用，設(shè)計(jì)的變頻電源系統(tǒng)構(gòu)成如圖 26所示。采用二極管單相不可控整流橋，將交流電轉(zhuǎn)變成直流電。采用全橋 PWM 逆變電路，將直流電逆變成負(fù)載需頻率和電壓的交流電。 (f)輸出濾波電路。 脈 寬 調(diào) 制器S G 3 5 2 5單 片 機(jī)整 流 電 路 濾 波 電 路 逆 變 電 路輸 出 濾 波負(fù) 載檢 測(cè)保 護(hù) 信 號(hào)隔 離顯 示 圖 26 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖 3 變頻主電路的設(shè)計(jì) 電路構(gòu)成 變頻電源由主電路和控制電路兩大部分組成。 交 — 直部分 近年來(lái)，在交 — 直 — 交變頻器、不間斷電源、開(kāi)關(guān)電源等應(yīng)用場(chǎng)合中，由于大多數(shù)逆變器（特別是 SPWM 逆變器）本身可以調(diào)壓，所以大都采用不可控整流電路經(jīng)電容濾波后提供直流電源，供后級(jí)的逆變器、斬波器等使用。至ω t = 0 之后， 2u 將要超過(guò) du ，使得 VD1和 VD4開(kāi)通， du =2u ，交流電源向電容充電，同時(shí)向負(fù)載 R 供電。電容開(kāi)始以時(shí)間常數(shù) RC 按指數(shù)函數(shù)放電，當(dāng) ???t ，即放電經(jīng)過(guò) ??? 角時(shí)， du 降至開(kāi)始充電時(shí)的初值 ?sin2 2U ，另一對(duì)二極管 VD2 和 VD3 導(dǎo)通，此后 2u 又向 C充電，與 2u 正半周的情況一樣，由于二極管導(dǎo)通后 2u 開(kāi)始向 C充電時(shí)的 du 與二極管關(guān)斷后 C 放電結(jié)束時(shí)的 du 相等，故有下式成立 ??? ? ?? s i n2)s i n(2 22 UeU RC ?? ?? （ 37） 注意到 ??? 為第 2 象限的角，由上兩式可得 )a r c t a n (RC???? ??? （ 38） ??? ??? ? s i n1)()a r c t a n(2 ???? RCRC RC eeRCRC （ 39） 在 RC? 已知時(shí)，即可由式 (19)求出 ? ，進(jìn)而可以由（ 18）求出 ? 。 2u 過(guò)了峰值之后， 2u 和電容電壓 du 都開(kāi)始下降。 主要參數(shù)關(guān)系 a)輸出的電壓平均值 空載時(shí)， R=? ，放電時(shí)間常數(shù)為無(wú) 窮大，輸出 電壓最大， 22Uud ? 。 通常在設(shè)計(jì)時(shí)根據(jù)負(fù)載的情況選擇電容 C 值，使 RC? T25~3， T 為交流電源的周期，此時(shí)輸出電壓為 UUd ? （ 310） 22UdU U0RI 圖 32 電容濾波的單相不可控整流電路輸出電壓與輸出電流關(guān)系 b)電流平均值 輸出電流平均值 IR 為 RUI dR /? （ 311） 在穩(wěn)態(tài)時(shí)，電容 C 在一個(gè)電源周期內(nèi)吸收的能量和釋放的能量相等，其電壓平均值保持不變，相應(yīng)地，流經(jīng)電容的電流在一周期內(nèi)的平均值為零，又由RCd iii ?? 得出： Rd II ? (312) 在一個(gè)電源周期中， di 有兩個(gè)波頭，分別輪流流過(guò) VD VD4和 VD VD3 。 以下由電路的運(yùn)行情況來(lái)選擇二極管電壓定額和電流定額，整流二極管上承受的最大反向峰值電壓為： 2 6%)51(2 2 022 ????IU V，因此可以選擇耐壓為 400V 以上的二極管。從為使電壓的波形變得更為平滑、脈動(dòng)更小來(lái)講，濾波電容 C越大越 好。濾波電容的選擇與負(fù)載的大小有關(guān)，確切地說(shuō)是由放電回路的時(shí)間常數(shù) ?來(lái)確定的。BJT、 SCR、 GTO 為電流控制型，由于它們是兩種載流子導(dǎo)電，所以導(dǎo)通壓降低，導(dǎo)通損耗小，輸入阻抗較低，但他們開(kāi)關(guān)頻率不高，控制電流及功率較大，控制電路復(fù)雜，主要用在功率較大的場(chǎng)合。它是電源的核心器件，其穩(wěn)定性和安全性對(duì)電源的可靠運(yùn)行至關(guān)重要。 a)IGBT 的額定電壓 VDSR的選擇 計(jì)算時(shí)要考慮到電網(wǎng)電壓波動(dòng)，取波動(dòng)系數(shù) Kb 為 ，安全系數(shù) ? 為 ，則直流輸入的最大電壓為： ???? ?bd KUU 12 在 IGBT 工作過(guò)程中關(guān)斷階段承受的電壓最大，設(shè)計(jì)時(shí)要以關(guān)斷峰值電壓為依據(jù)，關(guān)斷時(shí)的峰值電壓為： ????? ?)1 5 ( dp UU 其中， 為過(guò)壓系數(shù)； 150 為電感引起的尖峰電壓。 其中， 2 為峰值系數(shù)； 為過(guò)載容量系數(shù)； 為 eI 的減小系數(shù)。由于濾波電感的導(dǎo)線(xiàn)電阻很小，此處可以不予 考慮。在負(fù)載電流為正的， V3和 V4導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載電壓 ou 等于直流電壓 dU ； V4 關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過(guò) V1 和 VD3續(xù)流， ou =0?？刂?V3和 V4 通斷的方法如圖 34 所示。在 ru 的負(fù)半周， V1 保持?jǐn)鄳B(tài)， V2 保持通態(tài)，當(dāng) ru cu 時(shí)使 V3 導(dǎo)通， V4 關(guān)斷， ou = dU ； u cu ruou ofuoudUd?OOt?t? 圖 34 單極性 PWM 控制方式波形 當(dāng) ru cu 時(shí)，使 V3 關(guān)斷， V4 導(dǎo)通， ou =0。 輸出濾波電路設(shè)計(jì) 經(jīng)整流后的直流輸出電壓脈動(dòng)性很大，不能直接使用。由于電容的儲(chǔ)能作用，使得輸出直流電壓波形比較平滑，脈動(dòng)成分降低，輸出直流電壓的平均值增大。 b)輸出濾波電容參數(shù)計(jì)算 假設(shè)紋波系數(shù)要 %? ，由于該電源額定輸出電壓為 220V，則輸出電壓的紋波幅值 out，考慮到功率開(kāi)關(guān)管開(kāi) /關(guān)造成的電壓尖峰，可令輸出電壓的交流紋波為 100mV，而 I0 =1A，最小的輸出電容可用下式計(jì)算： FUfIC o ?5 0 0 08/ ????? I0 ：輸出電流； U? ：允許的輸出電壓紋波峰峰值； f ：工作頻率。當(dāng)柵極電壓為零時(shí)， IGBT處于斷態(tài)。 IGBT 是電壓驅(qū)動(dòng)的功率模塊，柵極驅(qū)動(dòng)不但要有足夠的電荷量，還要有足夠高的電壓，此外，還要考慮控制信號(hào)與主回路強(qiáng)電之間的隔離。 M57962模塊的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖如圖 41 所示。） 表 41 符 號(hào) 參 數(shù) 條 件 范 圍 單 位 VCC VEE 電源電壓 DC 18 15 V V VI 輸入電壓 1314 腳輸入 1~+7 V VO 輸出電壓 5 腳輸出 VCC V IOHP 輸出電流 脈寬 =2 s? 頻率 =20H 5 A IOLP 5 A Viso 隔離電壓 正弦電壓 60HZ， 1 分鐘 2500 Vrms Topr 工作溫度 2~+60 OC Tstg 存貯溫度 2~+100 OC IOH 輸出電流 DC A IFD 故障輸出電流 8 腳輸出 20 mA VR1 輸入電壓 13 腳輸入 5 V TRESET 保護(hù)恢復(fù)時(shí)間 從開(kāi)始到消除（輸入信號(hào)為高） 1~2 ms VSC 檢測(cè)電壓 15 V M57962L 模塊具有以下特點(diǎn)： (a) 具有較高的輸入隔離度； (b)采用雙電源供電方式，以確保 IGBT 可靠通斷； (c)內(nèi)有短路保護(hù)電路； (d)輸入端為 TTL門(mén)電平 ，適用于單片機(jī)控制。 M57962L 輸出的正驅(qū)動(dòng)電壓均為 +15V 左右，負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓為 — 10V。 M57962L 驅(qū)動(dòng)電路中主要包括過(guò)流、過(guò)壓與過(guò)熱保護(hù)，因此應(yīng)用它效果比較好。因此，其過(guò)壓保護(hù)也很重要。電阻選用氧化膜無(wú)感電阻，其阻值的確定要滿(mǎn)足放電時(shí)間明顯小于主電路開(kāi)關(guān)周期的要求，可按 CTR 6/? 計(jì)算， T 為主電路的開(kāi)關(guān)周期。因此，綜上所述本文采用的M57962L 驅(qū)動(dòng) IGBT 的應(yīng)用電路如圖 45所示。目前采用較多的是正弦脈寬調(diào)制技術(shù)即SPWM 控制技術(shù)。由直流電源產(chǎn)生的 PWM 波通常都是等幅 PWM波。此原理稱(chēng)之為面積等效原理，它是PWM 控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。 PWM 控制方式就是對(duì)逆變電路開(kāi)關(guān)器件的通斷進(jìn)行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖代替正弦波或所需要的波形，按一定 的規(guī)則對(duì)各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。而微機(jī)控制技術(shù)的發(fā)展使得用軟件生成 SPWM 波形變得比較容易 ，因此，目前 SPWM波形的生成和控制多用微機(jī)來(lái)實(shí)現(xiàn)。另外，當(dāng)正弦波頻率變化或幅值變化時(shí)，各脈沖的寬度也相應(yīng)變化。 cu ruptCTOO 1t 2t tt 圖 51 生成 SPWM 波形的自然采樣法 實(shí)際應(yīng)用較多的是采用三角波作為 載波的規(guī)則采樣法。 從圖 52 可得如下關(guān)系式： 222sin1CpDr Tt tU ?? ? （ 51） 因此可得 ： )s in1(2 DrCp tUTt ??? （ 52） 在三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊的間隙寬度 pt39。 cu ruptOO 1t 2t ttDtFt Ft39。當(dāng)載波比為 3 或 3 的倍數(shù)時(shí)，輸出電壓將不存在偶次諧波，其它高次諧波含量也很小，故不對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣法更常用。所以實(shí)際應(yīng)用 SPWM 技術(shù)時(shí)必然受到一定條件的制約，主要為：功率開(kāi)關(guān)器件開(kāi)關(guān)頻率的制約；微處理器采樣與計(jì)算周期的制約；功率開(kāi)關(guān)器件開(kāi)關(guān)損耗和散熱條件的制約；以及調(diào)制度 (M)的制約。 在理想的情況下， M 可在 0～ 1 之間變換，以調(diào)節(jié)輸出電壓的幅值。較為實(shí)用的方法是調(diào)制的方法，即把希望得到的波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過(guò)對(duì)載波的調(diào)制得 到希望的 PWM 波形