【正文】 因素。 (6)靜態(tài)開關(guān)電路 靜態(tài)開關(guān)作為旁路供電和逆變供電的切換裝置，不僅起到了轉(zhuǎn)換的作用，還對負載和逆變器起到了有效的保護作用。如果逆變器出現(xiàn)故障時，為了保護負載，靜態(tài)開關(guān)也會將負載供電切換到市電。 (7)微處理器 微處理器 是 UPS 的核心，在整個 UPS 中起到了控制的作用，是整部機器的控制中心。 DSP 的 I/0 通道作為各種開關(guān)量的控制端，根據(jù)系統(tǒng)的運行狀況實時地驅(qū)動系統(tǒng)內(nèi)部各個開關(guān)，調(diào)節(jié)系統(tǒng)正常運作。 (8)人機交互 人機交互作為可視化界面，方便用戶操作 UPS 設(shè)備，實時獲取 UPS 的工作狀態(tài)，設(shè)定 UPS 的工作模式。軟啟動過程結(jié)束后，系統(tǒng)開始正常工作。同時，市電經(jīng)過整流和濾波之后，送至蓄電池充電電路，給蓄電池充電，蓄電池電壓不提供給逆變器。 DSP 控制器不斷地采集輸入和輸出端電壓的幅度和頻率，并根據(jù)算法實時修正輸出信號的波形。 UPS 將蓄電池的電壓轉(zhuǎn)換成正弦信號輸出，負載端用電的能量全部來自于蓄電池存儲的能量。通常情況下，逆變器出現(xiàn)故障時，系統(tǒng)會發(fā)出警報，提醒管理2 人員即時修復(fù)。在市電出現(xiàn)故障時，系統(tǒng)迅速將逆變器的供電轉(zhuǎn)換成蓄電池供電， UPS 的輸出不會有任何間斷。 本章小結(jié) 本章對在線式 UPS 系統(tǒng)進行了介紹。對這些組成部分進行了簡要介紹。最后指出逆變器、可控硅和同步鎖相在 UPS 系統(tǒng)中的重要作用。功率因數(shù)低的電器設(shè)備，不僅不利于電網(wǎng)傳輸 功率的充分利用，而且往往這些電器設(shè)備的輸入電流諧波含量較高，實踐證明，較高的諧波會沿輸電線路產(chǎn)生傳導(dǎo)干擾和輻射干擾，影響其它用電設(shè)備的安全經(jīng)濟運行。因此防止和減小電流諧波對電網(wǎng)的污染，抑制電磁干擾，已成為全球性普遍關(guān)注的問題。 諧波的產(chǎn)生及危害 目前比較流行的 AC→ DC 的方法如下： 圖 31 全波整流電路 fullwave rectifier circuit (1)電容輸入式濾波電路適用小功率電源中。 (2)接濾波電路的目的是消除電壓紋波。使用這種電路的結(jié)果是雖然輸入電壓 iU 是正弦波，但輸入電流 iI 波形卻嚴重畸變，呈脈沖狀。大量的諧波電流分量倒流入電網(wǎng)，造成對電網(wǎng)的諧波污染，一方面產(chǎn)生“二次效應(yīng)”，即電流流過線路阻抗造成諧波電壓降，反過來使電網(wǎng)電壓也發(fā)生畸變；另一方面，會造成電路故障使變電設(shè)備損壞。 功率因數(shù)的定義 功率因數(shù)的定義：線性電路的功率因數(shù)習(xí)慣定義為 cosφ ,φ為正弦電壓與正弦電流之間的相位差。 功率因數(shù)（ Power Factor）： PF 定義： PF=有功功率 /視在功率 =P/VI 在 AC/DC 電路中，輸入電壓為正弦波，輸入電流為非正弦波，電流有效值 22221 nrsm IIII ????????? 。 提高功率因數(shù)的方法 (1).無源功率因數(shù)校正 采用無源功率因數(shù)校正時，在輸入端加入電感量很大的低頻電感，以使減小濾波電容充電的尖峰電流，增加二極管的導(dǎo)通時間?？煽啃愿?，但是體積大，笨重，校正的效果不理想，通常經(jīng)無源功率因數(shù)校正可達 。 (2).有源功率因數(shù)校正器 有源 PFC 技術(shù)是在整流器和濾波電容之間增加一個DC/DC 開關(guān)變換器。 有源 PFC 的主要優(yōu)點：可得到較高的功率因數(shù)，有 ~ 左右。（ THD：總諧波畸變） BOOST 型 PFC 電路的分析 功率因數(shù)校正器主要有兩個功能：首先控制電感電流波形，使它能跟蹤輸入電壓的波 3 形，從而得到高 功率因數(shù)；同時，它必須為后一級電路提供平滑的直流電壓。電感電流經(jīng)過霍爾元件采樣后與參考信號 cmdi 進行比較，送入到電流控制環(huán)中以實現(xiàn)電感電流 Li 能時刻跟蹤 cmdi ，在穩(wěn)定工作時，電壓控制環(huán)的輸出基本不變，所以乘法器的輸出 cmdi 也基本上是和輸入電壓成比例的波形，這樣就實現(xiàn)了輸入電流對輸入電壓的跟蹤。 (1)傳統(tǒng)的功率因數(shù)校正都是用模擬控制的方法，運用專用芯片 3854 等，外圍再加上運放電路實現(xiàn)模擬 PI 調(diào)節(jié)器，這種方法需要外接電阻電容，運放等元件，電路較復(fù)雜。 (2)通過高性能的數(shù)字信號處理芯片，我們可以用數(shù)字控制代替模擬控制技術(shù)實現(xiàn)功率因數(shù)校正，它的電路簡單， PI 控制在芯片內(nèi)部用軟件實現(xiàn)，升級方便。 工作原理：輸出電壓 0U ，輸入電壓 inU 和輸入電流 Li 經(jīng)隔離采樣后送到 DSP 的 ADC 模塊進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，這些值在一定時間經(jīng)過一系列數(shù)字 PI 控制后，給全比較2 單元產(chǎn)生一個新的比較值，該比較值將在下一個開關(guān)周期改變 PWM 波形的占空比，這樣就達到了控制輸出電壓為 400V 和控制輸入電流為正弦波的目的。 霍爾電壓元件的原理：當(dāng)電流流過霍爾元件時，在它的副邊會產(chǎn)生與原邊電流一定比例的電流。 電壓霍爾元件的原理：將大電阻串入電壓霍爾元件的原邊，得到原邊電流，該電流能在副邊產(chǎn)生一定比例的副邊電流，副邊電流流過電阻產(chǎn)生的壓降能夠反映主電路的電壓值。 。 ，工作頻帶寬，過載能力強，尺寸小。 15V；測量精度：≤177。 應(yīng)用電路圖如下： 圖 34 霍爾集成器件電壓測量電路 Hall39。工作電源：穩(wěn)壓177。 此型號傳感器采用完全絕緣式外殼封裝，測量頻率范圍寬，相應(yīng)速度快。s integrated device electric current measures the circuit 經(jīng)過霍爾元件的隔離與運放的處理后，送入到 DSP 的 AD 轉(zhuǎn)換的電壓不但滿足 0—15V 的范圍；還與主電路隔離了，因此提高了整個電路的抗干擾能力。 2）功率管 S 工作在恒定頻率下，頻率為，它遠大于輸入電壓的頻率。 4）功率開關(guān)管為理想模型，導(dǎo)通時電阻為零，關(guān)斷時電阻為無窮大。 在此選擇 BOOST 作為功率因數(shù)校正的主電路，采用電流連續(xù)工作方式，使用平均電流控制。當(dāng) S 導(dǎo)通時， ofD =0；當(dāng) S 關(guān)斷時，ofD =1； offon DD ??1 。） 為了獲得電路連續(xù)狀態(tài)方程，我們可以對（ 1）式中各變量的傅立葉系數(shù)寫成： ??? ????? 1 )()()s i n ()()()( n o ffo ffnso ffo ffso ff hDlDtnnDlDtD ??? ??? ????? 1 )()()s i n ()()()( n LLnsLLsL hilitnniliti ??? ??? ????? 1 )()()s i n ()()()( n ddnsddsd hUlUtnnUlUtU ??? 式中下標(biāo)（ l）表示該變量的低頻分量；下標(biāo)（ h）表示該變量的高頻分量。 （fsIUmm2是連續(xù)導(dǎo)電模式電感的臨界值。 當(dāng)功率因數(shù)校正電路工作在穩(wěn)定狀態(tài)，輸入平均電流應(yīng)當(dāng)跟隨輸入電壓，它的波形為 ）（ tIm 1sin ? ，所以電感電流為 )sin( 1tIm ? 。這時有 )s in ()0()( 12122 ??? ??? tu LIUlDdmmo ff (mm ULIarcg 1?? ? ) （ 35） )0(du 為電容的直流輸出電壓，忽略紋波。 2 將（ 3）式代入（ 2）式中的第二個方程，則有 )_2s i n ()0(4 )()(2)()0()0(c o ss i ns i n)(1112122111212mmdmmmsmmdsddmmmdUtLIa r c gtCuLIIURIUluRuuttLItIUdtlduC???????????????? 可以看出，輸出電壓由三部分組成：直流分量、遠低于開關(guān)頻率的交流分量、等于或高于開關(guān)頻率的交流分量。 故有 CIU LIIUu u mm mmmd 12122m a x2 )()()0( ? ???? (36) 由上式可知，輸出電壓的諧波比率近似與輸出功率成正比，與濾波電容大小成正比。故我們選擇 PI 調(diào)節(jié)器參數(shù)選擇：我們可以通過 MATLAB 建立仿真模型，并初步估計 pK 、 IK 的值，（注：電壓、電流 PI 調(diào)節(jié)器 的形式均為： SKK IP?。由于時間及條件有限，在此暫不討論。推挽逆變電路會帶來不平衡現(xiàn)象，導(dǎo)致變壓器飽和，功率管電流過大。全橋逆變電路比較適合用于大功率的場合，故選擇的主電路是全橋逆變電路。 2）一段時間后 1GU ， 3GU 變?yōu)榈碗娖剑?2GU ， 4GU 變?yōu)楦唠娖健? （ ii）若電流 Li 為負，電流流向為：電源正極 ????? 24 TLRCT 電源負極，此時電壓 mcVV?? 。 2 1GU 3GU2GU 4GUCU?CU?mV 圖 42 全橋逆變電路的主要波形圖 Fig. 42 fullbridge inverter circuit main waveforms mV 的波形圖見上，虛線為 mV 的平均電壓。本文采用正弦脈沖寬度調(diào)制技術(shù) (SPWM)，通過調(diào)節(jié)SPWM 的控制信號的頻率和脈沖寬度，達到調(diào)節(jié)輸出信號的基波電壓幅度，改善輸出電壓的質(zhì)量。經(jīng)典的采樣控制理論中，有一條很重要的原理 :沖量等效原理。這就是SPWM 技術(shù)的理論基礎(chǔ)。 正弦波脈寬調(diào)制（ SPWM）波形：就是與正弦波等效的一系列等幅不 等寬的矩形脈沖波形。 這樣，由 N 個等幅不等寬的矩形脈沖組成的波形與正弦波形等效，稱作 SPWM波形。 11 單極性正弦波脈寬調(diào)制 圖 43 單級性 SPWM 波形圖 Singlestage waveform of SPWM 分析：單極性 SPWM 波形產(chǎn)生是由逆變器上橋 臂中兩個功功率開關(guān) T1 和 T2 反復(fù)導(dǎo)通和關(guān)斷形成的（ T3 恒導(dǎo)通）。 令第 i 個矩形波形寬度為 i? ，中心點相角為 i? 。 設(shè)基波分量的角頻率為 1? ，幅值為 mU1 ， K 次諧波分量的幅值為 kmU 。 上式表明，單極性 SPWM 逆變器中的諧波分量除了隨 K 的次數(shù)增大而自然消除外，對低次諧波還可以通過脈沖數(shù)的增加來減少。 雙極性正弦波脈寬調(diào)制 圖 44 雙極性 SPWM 波形圖 bipolar SPWM waveform 13 分析：在單 極性正弦波脈寬調(diào)制過程中我們發(fā)現(xiàn)，脈沖電壓要么是 0，要么是 2dU。如果讓T1， T2， T3， T4 交替導(dǎo)通與關(guān)斷，則輸出脈沖在“正”和“負”之間變化，就可得到雙極性 SPWM 波形。當(dāng)載波頻率為 20KHZ 時，輸出電壓的最低諧波都在幾千赫，這樣濾波器可以大大減小，對 SPWM的脈寬進行調(diào)節(jié)，我們可以得到不同幅值的正弦波電壓。 1）采用比較器電路實現(xiàn) SPWM 波形原理簡單，但需要很多器件，電路比較簡單。 3）應(yīng)用單片機產(chǎn)生 SPWM 波形，其效果受到指令功能的限制，有時難有很好的實時性。當(dāng)負載為線形時還好，但它不是對輸出電壓進行逐點控制的，因此該逆變器帶非線形負載時，電壓將發(fā)生畸變，諧波增加，嚴重影響負載的正常工作。運用 DSP 我們可以方便的實現(xiàn)頻率很高 SPWM 控制信號，從而減少濾波器的尺寸。 DSP 在逆變器中的應(yīng)用 帶死區(qū)信號的產(chǎn)生 DSP 芯片的事件管理模塊 EVA/B 各有三個全比較單元， 每個全比較單元有兩個相應(yīng)的比較 /PWM 輸出。由于我們需要的對稱的 PWM 波形，故將計數(shù)器設(shè)置為連續(xù)增 /減計數(shù)模式。 每個比較單元有一個 16 位的比較寄存器。在每個 PWM 周期寄存器由新的比較值重寫，以調(diào)整 PWM 輸出的脈沖的寬度來控制功率器件的開關(guān)時間。 圖 45 全比較單元產(chǎn)生帶死區(qū)的 PWM 波形圖 Fig. 45 all produce more units with the PWM waveform dead 分析：由于功率器件有一定的關(guān)斷時間，當(dāng) T1 關(guān)斷時， T2 不能馬上導(dǎo)通，否則會出現(xiàn)兩個管子同時導(dǎo)通導(dǎo)致器件的損壞。它能夠在同一橋臂的導(dǎo)通與關(guān)斷時間內(nèi)插入一定的死區(qū)時間，防止發(fā)生直通現(xiàn)象。如果 PDPINT 未被屏蔽，當(dāng) PDPINT 被拉低后，所有的 PWM 輸出均為高阻狀態(tài)。 逆變器部分的采樣時序及 A/D 轉(zhuǎn)換 分析：在功率管開關(guān)瞬間，將產(chǎn)生大量的高頻紋波疊加在電感電流或電壓信號上。這樣回 15 導(dǎo)致 信號的延時，影響控制的穩(wěn)定。 圖 46 逆變器的采樣時序圖 Fig. 4 6 sampling timing diagram inverter 當(dāng)采用設(shè)置計數(shù)器方法來采樣后，在運行時，在相鄰的開關(guān)周期， PWM 的脈寬基本相等。而且這個時間正好是功率器件導(dǎo)通或關(guān)斷的一半位置，因此，采樣的值即為一個開關(guān)周期內(nèi)電感電流的平均值。采樣后 A/D轉(zhuǎn)換的值即為該信號一個周期的平均值，不需要再對該信號進行處理。它們能夠在負載變化時提供輸出穩(wěn)定的正弦波電壓。事實證明，傳統(tǒng)的閉環(huán) SPWM 控制在負載穩(wěn)定的情況下，能夠產(chǎn)生諧波下的正弦波電壓。產(chǎn)生這種現(xiàn)象的原因在于它們的控制算法。盡管有的模擬控制器采用了瞬時控制的發(fā)法