【正文】 電源 E 向 L、 R、 M 供電，在此期間， uo＝ E。一個周 期內(nèi)的平均電壓 Uo＝Ett t ?? offon on 。 2．在圖 51a 所示的降壓斬波電路中，已知 E=200V， R=10Ω， L值極大， EM=30V， T=50μ s,ton=20μ s,計算輸出電壓平均值 Uo，輸出電流平均值 Io。當 ton=3μ s時，重新進行上述計算。 此時輸出平均電壓為 Uo = ETton = 205100? =25(V) 輸出平均電流為 Io = REU Mo = ? =30(A) 輸出電流的最大和最小值瞬時值分別為 Imax=REmee ???????? ??? ?????11= ???????? ??? ??ee=(A) Imin=REmee ???????? ???11??? = ???????? ???ee=(A) 當 ton=3μ s時，采用同樣 的方法可以得出： αρ = 由于 11?????ee = ??ee =m 所以輸出電流仍然連續(xù)。 答：假設(shè)電路中電感 L值很大，電容 C 值也很大。設(shè) V 處于通態(tài)的時間為 ton，此階段電感 L上積蓄的能量為 on1tEI 。設(shè) V 處于斷態(tài)的時間為 toff，則在此期間電感 L 釋放的能量為? ? off1o tIEU ? 。 5．在圖 52a 所示的升壓斬波電路中，已知 E=50V， L值和 C值極大，R=20Ω，采用脈寬調(diào)制控制 方式，當 T=40μ s， ton=25μ s時，計算輸出電壓平均值 Uo，輸出電流平均值 Io。 答：升降壓斬波電路的基本原理：當可控開關(guān) V 處于通態(tài)時 ，電源 E 經(jīng) V向電感 L 供電使其貯存能量，此時電流為 i1， 方向如圖 34 中所示。此后，使 V關(guān)斷，電感 L中貯存的能量向負載釋放，電流為 i2， 方向如圖 34所示。 穩(wěn)態(tài)時，一個周期 T 內(nèi)電感 L 兩端電壓 uL對時間的積分為零，即 ? ?T tu0 L 0d 當 V 處于通態(tài)期間， uL = E；而當 V處于斷態(tài)期間， uL = uo。當0 1/2 時為降壓，當 1/2 1 時為升壓，因此將該電路稱作升降壓斬波電路。當 V 處于斷態(tài)時， E— L1— C— VD 回路和 R— L2— VD 回路分別流過電流。該電路的等效電路如圖55b 所示，相當于開關(guān) S 在 A、 B 兩點之間交替切換。當開關(guān) S 合到 B 點時， B 34 點電壓 uB=0， A點電壓 uA= uC；相反，當 S合到 A 點時， uB= uC， uA=0。另一方面， A 點的電壓平均值為ConA UTtU ??，且 L2的電壓平均值為零，按圖 55b 中輸出電壓 Uo的極性，有Cono UTtU ?。與升降壓斬波電路相比， Cuk 斬波電路有一個明顯的優(yōu)點，其輸入電源電流和輸出負載電流都是連續(xù)的，且脈動很小，有利于對輸入、輸出進行濾波。 解： Sepic 電路的原理圖如下： RVDa)Vi 1 L 1 C 1u C1 i 2L 2C 2u ou L1u L2E Sepic 斬波電路 在 V導通 ton期間， uL1=E uL2= uC1 在 V 關(guān)斷 toff期間 uL1＝ E uo uC1 35 uL2 uo 當電路工作于穩(wěn)態(tài)時，電感 L L2的電壓平均值均為零，則下面的式子成立 E ton + (E uo uC1) toff =0 uC1 ton uo toff=0 由以上兩式即可得出 Uo= Ettoffon Zeta 電路的原理圖如下： RVDEVi 1C 1L 1 u oC 2L 2u L1u L2uC1 在 V導通 ton期間， uL1= E uL2= E uC1 uo 在 V 關(guān)斷 toff期間 uL1＝ uC1 uL2 uo 當電路工作于穩(wěn)態(tài)時，電感 L L2的電壓平均值均為零，則下面的式子成立 E ton + uC1 toff =0 (E uo uC1) ton uo toff=0 由以上兩式即可得出 Uo= Ettoffon 36 8．分析圖 37a所示的電流可逆斬波電路，并結(jié)合圖 37b的波形，繪制出各個階段電流流通的路徑并標明電流方向。 圖 37b 中，各階段器件導通情況及電流路徑等如下： V1導通，電源向負載供電： E LV 1VD 1 u oi oV 2VD 2E MMR V1關(guān)斷， VD1續(xù)流： E LV 1VD 1 u oi oV 2VD 2E MMR V2導通， L上蓄能： E LV 1VD 1 u oi oV 2VD 2E MMR V2關(guān)斷， VD2導通，向電源回饋能量 E LV 1VD 1 u oi oV 2VD 2E MMR 9．對于圖 38所示的橋式可逆斬波電路，若需使電動機工作于反轉(zhuǎn)電 37 動狀態(tài)，試分析此時電路的工作情況，并繪制相應(yīng)的電流流通路徑圖，同時標明電流流向。 當 V3導通時，電源向 M供電，使其反轉(zhuǎn)電動，電流路徑如下圖： E L R+ V 1VD 1u o V 3E MV 2VD 2 ioV 4 VD 3VD 4M 當 V3關(guān)斷時，負載通過 VD3續(xù)流，電流路徑如下圖： E L R+ V 1VD 1u o V 3E MV 2VD 2 ioV 4VD 3VD 4M 10．多相多重斬波電路有何優(yōu)點？ 答：多相多重斬波電路因在電源與負載間接入了多個結(jié)構(gòu)相同的基本斬波電路，使得輸入電源電流和輸出負載電流的脈動次數(shù)增加、脈動幅度減小，對輸入和輸出電流濾波更容易，濾波電感減小。 38 第 6 章 交流 交流變流 電路 1. 一調(diào)光臺燈由單相交流調(diào)壓電路供電，設(shè)該臺燈可看作電阻負載，在α =0時輸出功率為最大值，試求功率為最大輸出功率 的 80%， 50%時的開通角α。 同理，輸出功率為最大輸出功率的 50%時， 有： 1o UU ? 又由 39 ? ??? ? ??? 2 2s in1o UU α =90176。試求：①開通角α的變化范圍；②負載電流的最大有效值；③最大輸出功率及此時電源側(cè)的功率因數(shù)；④當α =2?時，晶閘管電流有效值，晶閘管導通角和電源側(cè)功率因數(shù)。 開通角α的變化范圍為： φ ? α π 即 ? α π ③當α =φ時，輸出電壓最大，負載電流也為最大，此時輸出功率最大，為 Pomax= RLRRI2222 m a xo)(2 2 0 ?????????? ?=(KW) 功率因數(shù)為 37532o1m a xo ???? IUP? 實際上，此時的功率因數(shù)也就是負載阻抗角的余弦，即 cos ④α =2? 時，先計算晶閘管的導通角，由式（ 47）得 sin(2? +θ )=sin(2? ??tane 40 解上式可得晶閘管導通角為： θ ==176。 此時，晶閘管電流有效值為 ? ?????? c os )2c os (s i n2 1VT ???? ZUI = 220??179。 交流調(diào)壓電路是在交流電源的每個周期對輸出電壓 波形進行控制。 交流調(diào)壓電路廣泛用于燈光控制（如調(diào)光臺燈和舞臺燈光控制）及異步電動機的軟起動，也用于異步電動機調(diào)速。此外，在高電壓小電流或低電壓大電流直流電源中，也常采用 41 交流調(diào)壓電路調(diào)節(jié)變壓器一次電壓。這都是十分不合理的。這樣的電路體積小、成本低、易于設(shè)計制造。由于控制對象的時間常數(shù)大，沒有必要對交流電源的每個周期進行頻繁控制。 TSC 是晶閘管投切電容器。 TSC 則是利用晶閘管來控制用于補償無功功率的電容器的投入和切除來向電網(wǎng)提供無功功率（提供容性的無功功率）。實際應(yīng)用中往往配以固定電容器（ FC），就可以在從容性到感性的范圍內(nèi)連續(xù)調(diào)節(jié)無功功率。其提供的無功功率不能連續(xù)調(diào)節(jié)，但在實用中只要分組合理，就可以達到比較理想的動 態(tài)補償效果。但兩者的功能和工作方 42 式不同。 而直流電動機傳動用的反并聯(lián)可控整流電路是將交流電變?yōu)橹绷麟姡瑑山M可控整流電路中哪一組工作并沒有像交交變頻電路那樣的固定交替關(guān)系，而是由電動機工作狀態(tài)的需要決定。當交交變頻電路中采用常用的 6脈波三相橋式整流電路時，最高輸出頻率不應(yīng)高于電網(wǎng)頻率的 1/3~1/2。 當輸出頻率增高時，輸出電壓一周期所包含的電網(wǎng)電壓段數(shù)減少，波形畸變嚴重，電壓波形畸變和 由此引起的電流波形畸變以及電動機的轉(zhuǎn)矩脈動是限制輸出頻率提高的主要因素。 交交變頻電路的主要不足是： 接線復雜，如采用三相橋式電路的三相交交變頻器至少要用 36 只晶閘管；受電網(wǎng)頻率和變流電路脈波數(shù)的限制，輸出頻率較低；輸出功率因數(shù)較低；輸入電流諧波含量大，頻譜復雜。 43 8 三相交交變頻電路有那兩種接線方式？它們有什么區(qū)別？ 答：三相交交變頻電路有公共交流母線進線方式和輸出星形聯(lián)結(jié)方式兩種接線方式。為此，交流電動機三個繞組必須拆開，共引出六根線。 9 在三相交交變頻電路中，采用梯形波輸出控制的好處是什么？為什么？ 答：在三相交交變頻電路中采用梯形波控制的好處是可以改善輸入功率因數(shù)。在這種控制方式中，因為橋式電路能夠較長時間工作在高輸出電壓區(qū)域（對應(yīng)梯形波的平頂區(qū)）， 角較小，因此輸入功率因數(shù)可提高 15%左右。為什么說這種電路有較好的發(fā)展前景？ 答：矩陣式變頻電路的基本原理是 ： 對輸入的單相或三相交流電壓進行斬波控制，使輸出成為正弦交流輸出。 矩陣式交交變頻電路的主要缺點是：所用的開關(guān)器件為 18個，電路結(jié)構(gòu)較復雜，成本較高，控制方法還不算成熟；輸出輸入最大電壓比只有 ，用 44 于交流電機調(diào)速時輸出電壓偏低。隨著當前 器件制造技術(shù)的飛速進步和計算機技術(shù)的日新月異，矩陣式變頻電路將有很好的發(fā)展前景。 答： PWM 控制就是對脈沖的寬度進行調(diào)制的技術(shù)。 在采樣控制理 論中有一條重要的結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同，沖量即窄脈沖的面積。上述原理稱為面積等效原理 以正弦 PWM 控制為例。這些脈沖寬度相等，都等于 π /N，但幅值不等且脈沖頂部不是水平直線而是曲線，各脈沖幅值按正弦規(guī)律變化。各 PWM 脈沖的幅值相等而寬度是按正弦規(guī)律變化的。對于正弦波的負半周，也可以用同樣的方法得到 PWM 波形。 2．設(shè)圖 63 中半周期的脈沖數(shù)是 5，脈沖幅值是相應(yīng)正弦波幅值的兩倍，試按面積等效原理計算脈沖寬度。 三角波載波始終是有正有負為雙極性的，所得的 PWM 波形在半個周期中有正、有負，則稱之為雙極性 PWM 控制方式。輸出線電壓有三種電平 Ud、 0、 Ud。 考慮到上述對稱性，半周期內(nèi)有 5 個開關(guān)時刻可以控制。 5．什么是異步 調(diào)制？什么是同步調(diào)制？兩者各有何特點？分段同步調(diào)制有什么優(yōu)點？ 答： 載波信號和調(diào)制信號不保持同步的調(diào)制方式稱為異步調(diào)制。 異步調(diào)制的主要特點是： 在信號波的半個周期內(nèi)， PWM 波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后 1/4 周期的脈沖也不對稱。 而當信號波頻率增高時，載波比 N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少， PWM 脈沖不對稱的影響就變大，有時信號波的微小變化還會產(chǎn)生 PWM 脈沖的跳動。對于三相 PWM 型逆變電路來說，三相輸出的對稱性也變差。 同步調(diào)制的主要特點是： 在同步調(diào)制方式中，信號波頻率變化時載波比 N不變，信號波一個周期內(nèi)輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。 fc過低時由調(diào)制帶來的諧波不易濾除。 當逆變電路輸出頻率很高時，同步調(diào)制時的載波頻率 fc會過高，使開關(guān)器件難以承受。 分段同步調(diào)制是把逆變電路的輸出頻率劃分為若干段，每個頻段的載波比一定，不同頻段采用不同的載波比。而在低頻段采用 48 較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產(chǎn)生不利影響。規(guī)則采樣法是在自然采樣法的基礎(chǔ)上得出的。使每個 PWM脈沖的中點和三角波一周期的中點（即負峰點）重合，在三角波的負峰時刻對正弦信號波采樣而得到正弦波的值，用幅值與該正弦波值相等的一條水平直線近似代替正弦信號波，用該直線與三角波載波的交點代替正弦波與載波的交點，即可得出控制功率開關(guān)器件通斷的時刻。 7．單相和三相 SPWM 波形中，所含主要諧波頻率為多少？ 答：單相 SPWM 波形中所含的諧波頻率為： rc ?? kn ? 式中， n=1,3,5,…時， k=0,2,4, …； n=2,4,6,…時， k=1,3,5, … 在上述諧波中，幅值最高影響最大的是角頻率為 c的諧波分量。 1， m=1,2,…； n=2,4,6,