【正文】 容的直流輸出電壓，忽略紋波。將（3）式代入（2）式中的第二個(gè)方程，則有可以看出，輸出電壓由三部分組成：直流分量、遠(yuǎn)低于開關(guān)頻率的交流分量、等于或高于開關(guān)頻率的交流分量。故有 (36) 由上式可知，輸出電壓的諧波比率近似與輸出功率成正比，與濾波電容大小成正比。故我們選擇PI調(diào)節(jié)器參數(shù)選擇：我們可以通過MATLAB建立仿真模型，并初步估計(jì)、的值，（注：電壓、電流PI調(diào)節(jié)器的形式均為：。由于時(shí)間及條件有限，在此暫不討論。推挽逆變電路會帶來不平衡現(xiàn)象，導(dǎo)致變壓器飽和，功率管電流過大。全橋逆變電路比較適合用于大功率的場合，故選擇的主電路是全橋逆變電路。2）一段時(shí)間后，變?yōu)榈碗娖剑優(yōu)楦唠娖健＃╥i）若電流為負(fù)，電流流向?yàn)椋弘娫凑龢O電源負(fù)極，此時(shí)電壓。 圖42 全橋逆變電路的主要波形圖Fig. 42 fullbridge inverter circuit main waveforms的波形圖見上，虛線為的平均電壓。本文采用正弦脈沖寬度調(diào)制技術(shù)(SPWM)，通過調(diào)節(jié)SPWM的控制信號的頻率和脈沖寬度，達(dá)到調(diào)節(jié)輸出信號的基波電壓幅度，改善輸出電壓的質(zhì)量。經(jīng)典的采樣控制理論中，有一條很重要的原理:沖量等效原理。這就是SPWM技術(shù)的理論基礎(chǔ)。正弦波脈寬調(diào)制（SPWM）波形：就是與正弦波等效的一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形。 這樣，由N個(gè)等幅不等寬的矩形脈沖組成的波形與正弦波形等效，稱作SPWM波形。 單極性正弦波脈寬調(diào)制圖43 單級性SPWM波形圖 Singlestage waveform of SPWM分析：單極性SPWM波形產(chǎn)生是由逆變器上橋臂中兩個(gè)功功率開關(guān)T1和T2反復(fù)導(dǎo)通和關(guān)斷形成的（T3恒導(dǎo)通）。令第個(gè)矩形波形寬度為，中心點(diǎn)相角為。設(shè)基波分量的角頻率為，幅值為，K次諧波分量的幅值為。上式表明，單極性SPWM逆變器中的諧波分量除了隨K的次數(shù)增大而自然消除外，對低次諧波還可以通過脈沖數(shù)的增加來減少。 雙極性正弦波脈寬調(diào)制 圖44 雙極性SPWM波形圖 bipolar SPWM waveform分析：在單極性正弦波脈寬調(diào)制過程中我們發(fā)現(xiàn)，脈沖電壓要么是0，要么是 。如果讓T1，T2，T3，T4交替導(dǎo)通與關(guān)斷，則輸出脈沖在“正”和“負(fù)”之間變化，就可得到雙極性SPWM波形。當(dāng)載波頻率為20KHZ時(shí)，輸出電壓的最低諧波都在幾千赫，這樣濾波器可以大大減小，對SPWM的脈寬進(jìn)行調(diào)節(jié)，我們可以得到不同幅值的正弦波電壓。1）采用比較器電路實(shí)現(xiàn)SPWM波形原理簡單，但需要很多器件，電路比較簡單。3）應(yīng)用單片機(jī)產(chǎn)生SPWM波形，其效果受到指令功能的限制，有時(shí)難有很好的實(shí)時(shí)性。當(dāng)負(fù)載為線形時(shí)還好，但它不是對輸出電壓進(jìn)行逐點(diǎn)控制的，因此該逆變器帶非線形負(fù)載時(shí)，電壓將發(fā)生畸變，諧波增加，嚴(yán)重影響負(fù)載的正常工作。運(yùn)用DSP我們可以方便的實(shí)現(xiàn)頻率很高SPWM控制信號，從而減少濾波器的尺寸。 DSP在逆變器中的應(yīng)用 帶死區(qū)信號的產(chǎn)生DSP芯片的事件管理模塊EVA/B各有三個(gè)全比較單元，每個(gè)全比較單元有兩個(gè)相應(yīng)的比較/PWM輸出。由于我們需要的對稱的PWM波形，故將計(jì)數(shù)器設(shè)置為連續(xù)增/減計(jì)數(shù)模式。每個(gè)比較單元有一個(gè)16位的比較寄存器。在每個(gè)PWM周期寄存器由新的比較值重寫，以調(diào)整PWM輸出的脈沖的寬度來控制功率器件的開關(guān)時(shí)間。圖45 全比較單元產(chǎn)生帶死區(qū)的PWM波形圖Fig. 45 all produce more units with the PWM waveform dead分析：由于功率器件有一定的關(guān)斷時(shí)間，當(dāng)T1關(guān)斷時(shí)，T2不能馬上導(dǎo)通，否則會出現(xiàn)兩個(gè)管子同時(shí)導(dǎo)通導(dǎo)致器件的損壞。它能夠在同一橋臂的導(dǎo)通與關(guān)斷時(shí)間內(nèi)插入一定的死區(qū)時(shí)間，防止發(fā)生直通現(xiàn)象。如果未被屏蔽，當(dāng)被拉低后，所有的PWM輸出均為高阻狀態(tài)。 逆變器部分的采樣時(shí)序及A/D轉(zhuǎn)換分析：在功率管開關(guān)瞬間，將產(chǎn)生大量的高頻紋波疊加在電感電流或電壓信號上。這樣回導(dǎo)致信號的延時(shí)，影響控制的穩(wěn)定。 圖46 逆變器的采樣時(shí)序圖Fig. 4 6 sampling timing diagram inverter當(dāng)采用設(shè)置計(jì)數(shù)器方法來采樣后，在運(yùn)行時(shí)，在相鄰的開關(guān)周期，PWM的脈寬基本相等。而且這個(gè)時(shí)間正好是功率器件導(dǎo)通或關(guān)斷的一半位置，因此，采樣的值即為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感電流的平均值。采樣后A/D轉(zhuǎn)換的值即為該信號一個(gè)周期的平均值，不需要再對該信號進(jìn)行處理。它們能夠在負(fù)載變化時(shí)提供輸出穩(wěn)定的正弦波電壓。事實(shí)證明，傳統(tǒng)的閉環(huán)SPWM控制在負(fù)載穩(wěn)定的情況下，能夠產(chǎn)生諧波下的正弦波電壓。產(chǎn)生這種現(xiàn)象的原因在于它們的控制算法。盡管有的模擬控制器采用了瞬時(shí)控制的發(fā)法，但是它們有模擬控制固有的缺點(diǎn)：溫漂、器件老化影響，元器件多，抗干擾性差等都會影響控制器的性能。典型地，數(shù)字控制器為多級速率的控制系統(tǒng)，因?yàn)槠渲杏袃煞N頻率成分：數(shù)字控制的采樣頻率，以及主電路的開關(guān)頻率。這樣就影響了實(shí)時(shí)控制的性能。與此同時(shí)，微電子技術(shù)的發(fā)展大大提高了微處理器和數(shù)字信號處理器的性能。 逆變器電路分析逆變器的動(dòng)態(tài)性能取決于LC濾波器和負(fù)載的大小。但我們可以定義一定條件下逆變器的模型，當(dāng)負(fù)載變化時(shí)模型隨著負(fù)載的變化而變化?？紤]到電感的等效串聯(lián)電阻和電容的等效串聯(lián)電阻。然后將逆變器的各個(gè)變量用它的拉氏變換代替，我們可以得到逆變器的等效模型如下：為了獲得穩(wěn)定的正弦波輸出電壓，通常有兩種控制方法：圖49單環(huán)控制模型1) 單環(huán)控制模型工作原理：輸出電壓和正弦波電壓在每一時(shí)刻進(jìn)行比較，它們的差送到PI調(diào)節(jié)器中，經(jīng)比例積分控制后的信號送到脈寬調(diào)制器中，從而改變PWM的脈寬，該脈寬與直流電壓一起產(chǎn)生電壓信號 ，從而改變輸出電壓的值，使它能在任何時(shí)刻與基準(zhǔn)電壓相等。逆變器是一個(gè)二階系統(tǒng)，單環(huán)控制只對其中的一個(gè)變量進(jìn)行控制。2) 雙環(huán)控制模型圖410雙環(huán)控制模型通過對，的雙環(huán)控制，系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)、暫態(tài)性能都大大提高。分析：在PFC部分的PWM輸出用到了全比較單元1，在逆變器中我們將使用全比較單元3的兩個(gè)輸出腳PWMPWM6對逆變器的功率管進(jìn)行控制。參考電壓是用軟件實(shí)現(xiàn)的，因此信號穩(wěn)定，無溫漂、無干擾。這種方法比傳統(tǒng)的SPWM控制有動(dòng)態(tài)性能好，抗干擾能力強(qiáng)、器件少、無溫飄等優(yōu)點(diǎn)。而需要的是50HZ的正弦波電壓輸出，因此在輸出端需要加上輸出濾波器，只讓50HZ的正弦波電壓輸出，而不讓高于50HZ的電壓輸出。它由電感及電容組成。電容電抗為，隨頻率的升高而降低。設(shè)輸出電壓中基波頻率=50HZ，開關(guān)頻率=20KHZ。由于，即 ，對開關(guān)頻率分量阻力很大，對開關(guān)頻率分流很大，因此濾波器不允許開關(guān)頻率分量通過，更不允許它的高次諧波分量通過。由此可見，只要知道和的值，便可計(jì)算出L，C的值。2)截止頻率的選擇截止頻率與開關(guān)頻率的關(guān)系：（b：濾波器的衰減系數(shù)），它為輸入電壓與輸出電壓的比值對數(shù) ，取，則 5 DC/DC變換部分在線式UPS在電網(wǎng)停電時(shí)，應(yīng)該保證能夠繼續(xù)為負(fù)載提供質(zhì)量可靠的正弦波電壓。逆變部分輸入端的電壓必須≥310V，才能輸出220V的交流電壓。本部分主要探討如何利用DSP實(shí)現(xiàn)DC/DC控制。帶隔離變壓器的變換器電路有單端正激變換器、推挽變換器、全橋變換器、半橋變換器等 。2)推挽變壓器有兩個(gè)單端正激器疊加而成，有兩個(gè)變換器輪流給輸出供電，變壓器也工作在兩個(gè)象限。3)全橋變換器需要四個(gè)開關(guān)器件，驅(qū)動(dòng)比較復(fù)雜，而且當(dāng)驅(qū)動(dòng)波形不對稱時(shí)，也容易產(chǎn)生磁偏現(xiàn)象。4)半橋變換器具有很多優(yōu)點(diǎn)：高頻變壓器工作在兩個(gè)象限，變壓器利用率高；功率器件承受的電壓低；抗不平衡能力很強(qiáng)、可靠性很高等。工作原理：在正常工作時(shí)，C1，C2承受電壓為，當(dāng)T1導(dǎo)通時(shí)，的電壓加在原邊線圈上。T1關(guān)斷后，由于漏感的作用，二極管VD2導(dǎo)通，起續(xù)流作用，此時(shí)，漏感和C2電路將產(chǎn)生諧振，電流震蕩到零。圖51 半橋變換器主電路圖 converter main circuit變壓器副邊部分為一全橋整流電路。T1關(guān)斷時(shí)，副邊電壓將至零，這時(shí)D1，D4起續(xù)流的作用，電流通路為L→RC→D1→D4→L。當(dāng)市電正常時(shí)，二極管D6截止。忽略損耗，根據(jù)變比 n=原邊電壓/副邊電壓，定義式可求得輸出電壓為：。 基于DSP控制的DC/DC實(shí)現(xiàn)分析：變換器的前半部分（原邊）為一半橋逆變器，含有兩個(gè)功率管TT2管，故需要兩路驅(qū)動(dòng)信號，為防止TT2的直通現(xiàn)象?？紤]到DSP中不能自動(dòng)生成這樣的兩路PWM信號的功能，故只能通過軟件設(shè)計(jì)的方法來實(shí)現(xiàn)。通過計(jì)數(shù)器的值與存儲在比較寄存器中的值的比較結(jié)果來改變相應(yīng)PWM輸出引腳電平。根據(jù)以上要求我們可以畫出PWM脈沖波形圖。PWM8設(shè)置為低有效，故脈沖電平剛好因PWM高有效狀態(tài)相反。通過觀察PWM7和PWM8的脈沖可知，當(dāng)時(shí)其脈沖寬度相等。具體的軟件設(shè)計(jì)在本次設(shè)計(jì)中忽略。首先根據(jù)功率、工作頻率選擇磁芯。1) 原邊線圈匝數(shù)： ]其中，為原邊線圈匝數(shù)；為原邊線圈電壓，；為導(dǎo)通時(shí)間，設(shè)變換器開關(guān)頻率為20KHZ，所以可算得；為磁芯面積，查表可知EE20磁芯?？紤]到電流較大時(shí)，電路中將有部分電壓降，故的值應(yīng)取得略大些，取電感參數(shù)計(jì)算：分析：輸出濾波電感的電流除直流分量外，還疊加了交流分量。 其中，=360V，=, =5010 6s,最大電流=1500/360=（變換器的最大功率為1500W），將上述值代人可求得：電容參數(shù)計(jì)算：由主電路圖可知，DC/DC變換器工作在熱備用狀態(tài)。DC/DC滿載時(shí)的電壓紋波為： ，則。這個(gè)時(shí)候輸出電壓的紋波表達(dá)式為。將上述值代人可得，若要△U 〈，則C 〉F。6 其它重要電路本次設(shè)計(jì)中還涉及到一些重要的電路，如各個(gè)功率模塊需要的各種電壓等級的直流電壓、以及它們的驅(qū)動(dòng)電路、還有完成在市電與逆變器端切換功能的旁路開關(guān)。 輔助電路設(shè)計(jì)分析：在在線式UPS中有很多電路都需要用到+5V、5V、+15V、15V電源。不管市電是否正常，都需要為這些電路提供可靠的電源。在對主電路的分析過程中我們可以發(fā)現(xiàn)，不論市電是否有效，電容器C1兩端電壓總是360V或400V的穩(wěn)定直流電壓，故從該電容兩端 我們可以利用小的DC/DC變換器獲得所需電源?？梢圆捎靡环N新式的集成芯片TOPSwith來進(jìn)行電源設(shè)計(jì)。它將功率MOS管、PWM控制器、電壓啟動(dòng)電路、閉環(huán)調(diào)節(jié)器以及驅(qū)動(dòng)、保護(hù)電路集成在一塊芯片中。這種模塊我們可以在市場上購得。對其驅(qū)動(dòng)實(shí)際就是構(gòu)建對MOSFET的驅(qū)動(dòng)電路。如果柵—源之間的電壓超過器件的額定值，則會被擊穿，產(chǎn)生永久的損壞。由于對MOSFET管開關(guān)控制實(shí)質(zhì)是對輸入電容充放電，所以驅(qū)動(dòng)電路的負(fù)載為容性。在驅(qū)動(dòng)電路中常要解決控制電路與主電路的隔離。在此我們采用隔離效果較好、電路簡單的光耦隔離。電路圖如下：圖6~1 驅(qū)動(dòng)電路圖 drive circuit工作原理；當(dāng)光耦導(dǎo)通時(shí)，電流流過R1產(chǎn)生電壓降，引起Q1導(dǎo)通，電源通過 QDR5向柵—源極的電容充電，R5的阻值很小，充電電壓上升很快；當(dāng)光耦截止時(shí)，QD1截止，柵—源電容通過Q2迅速放電。 旁路開關(guān)選擇旁路開關(guān)是UPS的保護(hù)設(shè)備，它一方面保護(hù)UPS，另一方面保護(hù)負(fù)載。當(dāng)逆變器故障時(shí)，為了保護(hù)負(fù)載不斷電，旁路開關(guān)也將輸出切換到市電端。在中大功率UPS中，旁路開關(guān)通常有兩只反相并聯(lián)的快速可控硅組成。本設(shè)計(jì)選用M2052L型UPD的50Hz基準(zhǔn)正弦波發(fā)生器。其工作原理如下：微控芯片U13的輸出I/O3333337引腳分別接到U2的10引腳上。經(jīng)過單片機(jī)內(nèi)部編程處理后就含在U2的輸出端，4腳得到頻率為50Hz的階梯波，該波經(jīng)過后的濾波電路會產(chǎn)生一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)50Hz正弦波，送U13的引腳上得到一組功率放大的正弦信號