【正文】 的光伏電池模擬器。該芯片 主要用于電力電子、電機(jī)控制的場合。具有優(yōu)秀的控制功能。如果需要擴(kuò)大功率時(shí)，可以考慮采用 隔離式或橋式DC/DC，但是控制原理相同。 (3)IGBT驅(qū)動(dòng)電路，將DSP控制電路傳來的信號按照其控制目標(biāo)的要求，轉(zhuǎn)換為加在電 力電子功率開關(guān)器件控制端(柵極)和公共端(射極)之間，可以使其開通或關(guān)斷的信號， 同時(shí)實(shí)現(xiàn)控制電路與主電路之間的電氣隔離。由電壓、電流 傳感器將外電路的電壓、電流傳入DSP，DSP在本系統(tǒng)中作為核心控制器。當(dāng)DSP算 得負(fù)載電阻后，根據(jù)此電阻和特性曲線的數(shù)據(jù)找到曲線上相應(yīng)此電阻的那一點(diǎn)。這 時(shí)的電壓、電流即為系統(tǒng)應(yīng)該輸出的值。由于負(fù)載是純阻性，當(dāng)電壓符合要求時(shí)，電流也必然滿足要求。 當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，原先穩(wěn)態(tài)被打破，BUCK電路的輸出電壓和電流會(huì)發(fā)生變化， 21 負(fù)載的工作點(diǎn)偏離了光伏方陣曲線。DSP利用由傳感器送入控制電路的I、V值可以即時(shí)完成新的負(fù)載電阻計(jì)算，由算得 的新負(fù)載電阻值尋找光伏方陣特性曲線上與此電阻值對應(yīng)的新的工作點(diǎn)，然后計(jì)算新 的占空比，通過軟件修改PWM控制波，完成對主電路的控制。保持較高的采樣頻率，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，系統(tǒng)就可以完成快速的動(dòng)態(tài)響 應(yīng)。在設(shè)計(jì)和實(shí)驗(yàn)時(shí)，首先保證每部分單獨(dú)的穩(wěn)定和正確，然后可以進(jìn)行聯(lián) 調(diào)。這種降壓變換電路連同其輸出濾波電路 被稱為 Buck 型 DC/DC 變換器。 圖 BUCK 電路工作原理圖 23 圖 (a) 所 示 Buck 變 換 器 有 兩 種 可 能 的 運(yùn) 行 工 況 ： 電 感 電 流 連 續(xù) 模 式 CCM (Continuous Current Mode)和電感電流斷流模式 DCM （Discontinuous Current Mode） 。處于這兩種工況的臨界點(diǎn)稱為電感電流臨界連續(xù)狀態(tài)，這時(shí)在開關(guān)管阻斷期結(jié) 束時(shí)，電感電流剛好降為零。 電感電流連續(xù)時(shí)由圖 (e)中輸出電壓 vEO 的波形也可得到輸出直流電壓的平均 值 VO 為： VO = Ton VS = DVS = M ? VS TS （41） 這時(shí)變壓比 M = Vo / VS = Ton / TS = θ / 2π = D ，因此 Buck 變換器在電感電流連續(xù)情況下變壓比 M 只與占空比 D 有關(guān)， M = VO / VS = D ，與負(fù)載電流大小無關(guān)。 由以上分析可知，當(dāng) BUCK 電路工作在 DCM 狀態(tài)下時(shí)，準(zhǔn)確掌握輸入輸出電壓電流 之間的關(guān)系非常困難，因此，BUCK 電路應(yīng)避免工作在 DCM 狀態(tài)。 [3344] 4．2 主電路總體設(shè)計(jì) 4．2．1 主電路拓?fù)?由第三章分析光伏電池模擬器主電路采用單管非隔離式 BUCK 電路，常見的 BUCK 電路設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)該首先知道輸入直流電壓的額定值及變化范圍，輸出電壓、輸出電流的 最大和最小值，另外還需要知道輸出電壓的穩(wěn)定度和紋波電壓要求等。本設(shè)計(jì)中設(shè)定最大功率為 3kW，考慮到光伏電池輸出 IV 特性的特殊性，電流要求從零值到短路電流之間變化，BUCK 電路在電流很小時(shí)很 難保證電感電流連續(xù)，這對設(shè)計(jì)帶來較大難度，而對于光伏電池模擬器，我們通常用 到的是它的最大功率點(diǎn)附近的輸出特性，因此設(shè)計(jì)按光伏電池的最大功率點(diǎn)時(shí)輸出電 壓電流參數(shù)設(shè)計(jì)。 4．2．2 電感電容設(shè)計(jì) （1）輸入濾波電容 Cin = = 720uF fVinV 2 ripple （4－5） 采用兩只 470uF/450V 電解電容 旁路電容采用 （2） 輸出濾波電感 占空比 D= V0 48 = = Vs 250 （4－6） 臨界電感 取 L = 2 Lc = 31uH Lc = (1 ? D)V02 (1 ? ) 482 = ＝ 2 P0 f s 2 3 103 20 103 （4－7） a) 初步選擇磁心。 25 b) 初選一個(gè)氣隙大小，以計(jì)算繞組匝數(shù)。 由公式可得繞組匝數(shù) N= 取 4 匝。根據(jù)公式： Bmax = NI p lg （4－10） 式中， I p 為電流最大值。而該型材鐵芯的 飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度 Bs = （25℃） Bs = （100℃） Bmax Bs ，符合工作要 ， ， 求。電流最大有效值 I p＝100A ，取電流密度 J＝， 則繞組導(dǎo)線截面積 S = Ip J = 100 = (mm 2 ) ，取線徑為 的導(dǎo)線并繞則需 4 16 = (mm 2 ) 4 n = / = 16 ，其總的導(dǎo)電面 So = 取填充系數(shù) K a = ，則窗口面積 Aw = So / K a = 2 ，可以繞下。如不 采取防護(hù)措施，高電壓和大電流可能使工作點(diǎn)超出安全工作區(qū)而損壞器件，因此半導(dǎo) 體電力開關(guān)器件常設(shè)置開關(guān)過程的保護(hù)電路，即緩沖電路，以防止瞬時(shí)過壓、過流， 消除過大的 du/dt、di/dt，減小開關(guān)損耗，確保器件處于安全工作區(qū)。由 此可見，緩沖電容 CS 的充電過程減緩了開關(guān)管在關(guān)斷期間可能會(huì)出現(xiàn)的過大的 du/dt、 di/dt，CS 越大，則 uT 上升越慢。 開關(guān)器件在關(guān)斷時(shí)，能量轉(zhuǎn)移關(guān)系 I CVCE (tr + t f ) 2 式中 IC ——最大集電極電流（A） VCE——最大集電極發(fā)射極電壓（V） tf ——最大集電極電壓上升時(shí)間（s） tr——最大集電極電流下降時(shí)間（s） 由此可以解得所需緩沖電容 CS： = 2 CSVCE 2 （4－12） CS = I C (tr + t f ) VCE （413） 開關(guān)管關(guān)斷時(shí)緩沖電容 CS 充電，開通時(shí)已充電的 CS 經(jīng) RS 和開關(guān)管放電。 同樣選擇 RSCS，使緩沖電容 CS 在每次導(dǎo)通時(shí)間 ton 內(nèi)可放電完畢。為了防止開關(guān)管開通時(shí)，由于放電電流 Idis 的存在影響開關(guān)管的安全，由式 RS=ton/(3CS)計(jì)算得到的電阻值必須限制放電電流 Idis 為集電極電流 IC 的 1/ 4 ，則有 I dis = VCE C RS （414） 如果 RS=ton/(3CS)不滿足 Idis，那么則按 RS= VCE /( IC)重選 RS。 式中 f——開關(guān)器件的工作頻率（kHz） 實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，IC 通常就取負(fù)載的額定電流，VCE 為 buck 電路輸入側(cè)的直流電壓值。當(dāng) 電路中實(shí)際電流遠(yuǎn)小于設(shè)計(jì)電流時(shí)， 由于緩沖電容 CS 選擇的相對過大， 會(huì)造成的 DCDC buck 變換器開關(guān)管輸出的電壓波形發(fā)生畸變。 當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，開關(guān)管極間電阻由零變至無窮大，由于反電勢和電容的關(guān)系，E 點(diǎn)的電壓不能突降為零。由電容電壓、電流關(guān)系式得到 uC = 1 iO dt CS ∫ （4－16） 28 uEO T D O （a） 理想狀態(tài)下，續(xù)流二極管電壓波形 t uEO O （b） 電流較大時(shí)，續(xù)流二極管電壓波形 t uEO O 圖 續(xù)流二極管兩端電壓波形 t （c） 電流遠(yuǎn)小于設(shè)計(jì)電流時(shí)，續(xù)流二極管電壓波形 假設(shè)電路中的電流為恒定值，iO=I，則有 uC=It/CS。由此可見，電路 電流越小，則緩沖電容的充電時(shí)間就越長，續(xù)流二極管反向?qū)ǖ臅r(shí)間就越長，其兩 端電壓 uEO 的波形的畸變就越大，對實(shí)際占空比的影響就越大。 當(dāng) 主 電 路 電 流 I= 時(shí) ， 計(jì) 算 得 到 緩 沖 電 容 的 充 電 時(shí) 間 為 t=VDCS/I= 100 106/=30μs。 緩沖電容充電時(shí)間與關(guān)斷周期相差不大， 不能忽略， DCDC buck 變換器的輸出有很 對 大影響。 此時(shí)緩沖電容充電時(shí)間小于開關(guān)管關(guān)斷周期， DCDC buck 對 變換器輸出的影響可以近似忽略。此時(shí)緩沖電容充電時(shí)間遠(yuǎn)小于開關(guān)管關(guān)斷周期，對 DCDC buck 變換器輸出的影響可以完全忽略。 由上述分析和計(jì)算可知，對于本次設(shè)計(jì)的光伏電池模擬器，不能單純的只根據(jù)設(shè) 計(jì)電流來選取緩沖電容的大小，否則當(dāng)負(fù)載?。娏餍。r(shí)，DCDC buck 變換器的輸 出將會(huì)受到緩沖電容的較大影響。 因此，在本次設(shè)計(jì)中的 DCDC buck 變換器的緩沖電路，設(shè)計(jì)的電路電流的選取應(yīng) 適當(dāng)減小。 所以由式（4－13）可得: Cs = I 0 (tr + t f ) VCE 10?6 = 250 = （4－17） 選用兩只 ton 10?6 = = 16? R= 3CS 3 10?6 （4－18） 1 2 電阻的功率為 PR = CVCE f = 10?6 2502 20 103 = 125W 2 取 75Ω/5W 的功率電阻 30 只，10 只一組并聯(lián)，然后 3 組串聯(lián)可得 R＝ 30 5 光伏電池模擬系統(tǒng)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì) [4547] 5．1 DSP 控制器概述 本文選用了美國 Tl 公司的 TMS320LF207 芯片， TMS320 系列 DSP 專為實(shí)時(shí)信號處理 而設(shè)計(jì)，該系列 DSP 控制器將實(shí)時(shí)信號處理能力和控制器外設(shè)功能集于一身，為控制 系統(tǒng)應(yīng)用提供了一個(gè)理想的解決方案。其中 TMS320LF2407 尤其適用于電力電子、電機(jī)控制等 領(lǐng)域。 兩個(gè)事件管理器模塊 EVA 和 EVB，每個(gè)包括:①兩個(gè) 16 位通用定時(shí)器。④PWM 可編程死區(qū)控制等。 可擴(kuò)展的外部存儲(chǔ)器共有 192K 字:64K 程序存儲(chǔ)器。64K 字 I/O 尋 址空間。 中斷資源豐富 與系統(tǒng)中控制軟件設(shè)計(jì)相關(guān)的重要的 CPU 內(nèi)部功能模塊主要有: 累加器 ACC，32 位寄存器，用來保存 CALU 計(jì)算結(jié)果并為下一次計(jì)算提供輸入，是 最重要的運(yùn)算模塊。 數(shù)據(jù)存儲(chǔ)頁面指針 DP， 位， 9 加上一個(gè)指令字的低 7 位形成 16 位的直接尋址地址。 中斷標(biāo)志寄存器 IFR，用于標(biāo)志 2407 已進(jìn)入了 6 個(gè)可屏蔽的中斷中的任意一個(gè)。 輸出數(shù)據(jù)定標(biāo)寄存器 OSCALE，將 32 位累加器輸出左移 0 到 7 位，以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的歸 一化管理和運(yùn)算。 數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器空間的尋址范圍高達(dá) 64K，其中，B0 塊既可配置為數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器，也可配 置為程序存儲(chǔ)器。可以看出，DSP 有很寬的數(shù)據(jù)尋址 范圍。 立即尋址方式:在指令字中包含指令所需的 8 位、9 位或者 13 位立即數(shù)。數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器地址以 128(27)為單位分成 512(29) 個(gè)數(shù)據(jù)頁，尋址時(shí)，用狀態(tài)寄存器 STO 中的 9 位數(shù)據(jù)頁指針 DP 指明數(shù)據(jù)頁，然后 由指令寄存器的 7 位最低有效位提供 7 位偏移量。在編程時(shí)必須初始化 DP。 間接尋址方式:用 8 個(gè)輔助寄存器 AR0～AR7 提供 16 位地址，可以訪問 4K 數(shù)據(jù)存儲(chǔ) 器空間的任意單元。 5．3 DSP 的中斷 DSP 處理器有強(qiáng)大而靈活的中斷資源， 滿足程序設(shè)計(jì)的大量的外設(shè)中斷需要。 CPU 支持 6 個(gè)可屏蔽中斷和一個(gè)不可屏蔽中斷。 DSP 為了擴(kuò)充系統(tǒng)可響應(yīng)的中斷個(gè)數(shù)，中斷請求/應(yīng)答硬件邏輯和服務(wù)軟件都是兩 級的層次。CPU 按照優(yōu)先級順序響應(yīng)中斷請求。然后 CPU 產(chǎn)生一個(gè)轉(zhuǎn)到該中斷服務(wù)子程 序入口的向量。 CPU 的中斷標(biāo)志寄存器 IFR 和中斷屏蔽寄存器 IMR，PIVR 等都有響應(yīng)的地址映射。本系統(tǒng)軟件用到的為通用定時(shí)器和比較單元。比較單元比較中斷等等。正是 通過這些形式多樣的資源和中斷， DSP 程序可以完成諸如 PWM 生成、 電氣系統(tǒng)控制等功 能。一般采用連續(xù)增和連續(xù)增/減計(jì)數(shù)模式。然后特定事件發(fā)生時(shí)加載到相關(guān)寄存器，這將影響下一個(gè)周期的 定時(shí)器周期和 PWM 寬度。 通用定時(shí)器有多種事情可以引發(fā)中斷，例如比較匹配，周期中斷，溢出等等。 5．4．3 比較單元與 PWM 產(chǎn)生原理 EVA 和 EVB 中各有三個(gè)全比較單元， 每個(gè)比較單元都有兩個(gè)相關(guān)的 PWM 輸出， 其時(shí) 基由通用定時(shí)器提供。不管在何種計(jì)數(shù)模式下，只要比較使 能，比較輸出就會(huì)發(fā)生跳變。 圖 給出了 EVA 模塊下的非對稱的 PWM 波形生成機(jī)理。 COMCONA 寄存器中的相應(yīng)位用來設(shè)置比較操 作使能，再將選中的輸出引腳置成 PWM 輸出(復(fù)用引腳需要設(shè)定)并且使能這些輸出。 死區(qū)主要用于保證在任何情況下， 每個(gè)比較單元相關(guān)的 2 路 PWM 輸出控制一對正向?qū)ê拓?fù)向?qū)ǖ脑O(shè)備時(shí)沒有重疊，保證它們不同時(shí)導(dǎo)通。調(diào)節(jié)比較寄存器 CMPRA 的值即可調(diào)節(jié)方波占空比的值。 用軟件對 ACTRA 寄存器進(jìn)行正確的配置后， 與比較單元相關(guān)的一個(gè) PWM 輸出引腳上 將產(chǎn)生 1 路正常的 PWM 信號，與此同時(shí)，另一個(gè)輸出引腳可在 PWM 周期的開始、中間 和末尾處保持低電平(關(guān)閉)或高電平(開啟)。因?yàn)?比較寄存器是帶影子寄存器的，所以在一個(gè)周期的任何時(shí)候都可以將新值寫入，同樣 在周期的任何時(shí)候都可以將新值寫入到周期寄存器和比較方式寄存器中，以改變 PWM 的周期或強(qiáng)制改變 PWM 的輸出方式。 利用 DSP 產(chǎn)生波形良好的 PWM 控制波，可以省去常用的 PWMIC 芯片，簡化電路的 34 設(shè)計(jì)與控制 5．5 模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊 ADC TMS320LF2407 的模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊 ADC 具有以下特性: 帶內(nèi)置采樣和保持的 10 位模數(shù)轉(zhuǎn)換 多達(dá) 16 個(gè)模擬輸入通道 ADCIN0～ADCIN15 自動(dòng)排序能力 兩個(gè)獨(dú)立的最多可以選擇 8 個(gè)模擬轉(zhuǎn)換通道的排序器 SEQ1 和 SEQ2，可以獨(dú)立工作 也可以級連工作 可選擇轉(zhuǎn)換順序 可單獨(dú)訪問 16 個(gè)結(jié)果寄存器