【正文】 ，不需要產(chǎn)生高逼真信號，技術(shù)上相對容易實(shí)現(xiàn)?；?FPGA 控制的模擬信號可控延遲技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了在一定存貯約束條件下的 可控信號延遲轉(zhuǎn)發(fā) 。從圖 3 中可以看出，轉(zhuǎn)發(fā)式干擾機(jī)的主要器件包括：低噪聲放大器、濾波器、混頻器、晶體振蕩器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器、數(shù)模轉(zhuǎn)換器、時鐘控制和 FIFO 等。 其中涉及到的部分重要元件主要有以下幾種： 低噪聲放大器用來增加接收機(jī)輸入端的微弱信號的幅度，使之能夠達(dá)到接收 機(jī)的檢波器的可用范圍。理想特性為：允許某一頻率段通過，而抑制其余頻率段；濾波器對通帶內(nèi)頻率信號呈現(xiàn) 匹配傳輸，對阻帶頻率信號失配而進(jìn)行反射衰減，從而實(shí)現(xiàn)信號頻譜過濾功能。如果在兩個輸入端口分別輸入不同頻率的兩個信號，在唯一的輸出端口將產(chǎn)生一個和頻和一個差頻信號，這個過程叫做頻率變換。 晶體振蕩器是性能最好的振蕩器，如果在晶體兩端加上同頻交變信號，那么它就在自己的固有諧振頻率上振蕩，其功能基本上和超高 Q 值的串聯(lián)諧振電路一樣。高 Q 反饋振蕩器的輸出頻率比 LC 振蕩器的輸出頻率要穩(wěn)定得多 。 杭州電子科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 14 圖中帶通濾波器 l 可以選出 GPS 信號頻帶，排除信號頻帶外信號。低噪放大器提供 15dB 的前端增益，同時也產(chǎn)生了小于 15dB 的噪聲。 在帶有單一濾波器的接收機(jī)中，帶通濾波器 1 使天線與 LNA 的輸入端相匹配，減少信號頻帶外信號的幅度，以防止 LNA 過載，并提供一定的鏡像濾波。 二次濾波可以減少噪聲系數(shù)，有助于預(yù)選器排除鏡像信號以及其他干擾信號。為了減少互調(diào)失真的產(chǎn)生 ，輸入混頻器的射頻信號應(yīng)至少比輸入到混頻器本振端口的信號低 10dB。 采用設(shè)計完善、品質(zhì)因數(shù)較高的晶體振蕩器可以減小誤比特率，并使緩沖相鄰信道靈敏度降低。對整個接收機(jī)而言，從接收機(jī)的前端對天線的輸入到最后一級中頻輸出，整個射頻和中頻增益通常在 125dB 左右。 低噪聲放大器： 1．輸入阻抗 50? ； 2．工作頻段為 14001600MHz； 3．噪聲系數(shù)不大于 ； 4．增益大于 25dB，當(dāng)輸入功率電平大于 0． 001W 時應(yīng)進(jìn)入過載； 5．增益平坦度為 ? dB； 6．輸出阻抗 50? 。 帶通濾波器 3： 1．濾波器中心頻率為 ： 2． 3dB 帶寬為 ? 12MHz； 3．中心插入損 耗小于 ； ， 4．帶內(nèi)駐波 VSWR 小于 ： 1； 5．帶外抑制不小于 35dBc； 6．輸入與輸出阻抗皆為 50? 。 第一中頻處理：第一中頻處理包括第一中頻的帶通 濾波器，中頻放大器等； 對應(yīng)第一中頻的帶通濾波器： 1．中心頻率 370MHz； 2．輸入阻抗 50? ： 3． 3dB 帶寬為 ? 12MHz； 4．帶內(nèi)損耗小于 2dB， 5．輸出阻抗 50? 。 第二本振： 1．產(chǎn)生頻率 ； 2．輸出幅度 7dBm； 杭州電子科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 16 3．雜波抑制小于 70dBc： 4．頻率穩(wěn)定度 10^8ppm； 5．諧波失真 40dBc。 混頻器 2： 1．輸入阻抗 50? ； 2．插入損耗小于 8dB； 3． 1dB 壓縮射頻輸入功率不小于 2dBm； 4．輸出阻抗 50? ； 5．隔離度 LO/RF 大于 40dB， LO/IF 大于 30 dB， LO/IF 大于 20 dB。 干擾信號發(fā)送單元的實(shí)現(xiàn) 通 信 的 發(fā) 射 部 分 主 要 功 能 是 將 中 頻 的 模 擬 信 號 上 變 頻 至 GPS L1(1575． 42MHz)L2(1227． 60 MHz)頻率并放大輸出。在對頻率較高的射頻的操作中，為適當(dāng)抑制混頻產(chǎn)生的反饋，同時也抑制濾波器的帶寬百分比的限制所引起的寄生混頻器響應(yīng)，設(shè)計采用中頻濾波器。發(fā)射帶通濾波器 可以用來 衰減 LO 饋通、不需要的和頻 以及差頻、以及其他混頻分量，但是不能產(chǎn)生大的群延遲變化和幅度波動。第一混頻器將輸入信號轉(zhuǎn)換為 IF，而本地帶通濾波器濾除寬帶噪聲、諧波。對發(fā)射機(jī)濾波器的要求是：所有信號都能通過，但不會引起通帶切割 。 第一本振： 1．產(chǎn)生頻率 。 本地帶通濾波器： 1．濾波器中心頻率 380MHz； 2． 3dB 帶寬為 ? 12MHz； 3．中心插入損耗小于 ： 4．帶內(nèi)駐波 VSWR 小于 ： 1； 5．帶外抑制不小于 35dBc： 6．輸入與輸出阻抗皆為 50? 。 第 2 級混頻器： 1：輸入阻抗 50? ； 2．插入損耗不大于 8 dB； 3．隔離度： LO/RF 不小于 40dB， LO/IF 不小于 30 dB， LO/IF 不小于 20 dB。 本地帶通濾波器： 1．濾波器中心頻率 ； 2． 3dB 帶寬為 ? 12MHz； 3．中心插入損耗小于 ： 4．帶內(nèi)駐波 VSWR 小于 ： 1； 5．帶外抑制不小于 35dBc； 6．輸入與輸出阻抗皆為 50? 。 功率放大器： 1．輸入輸出阻抗 50? ； 2．噪聲系數(shù)不大于 2dB； 3． 處增益大于 40dB； 4．工作電壓： 12V。 干擾信號生成單元包括 ADC 模塊，鐘控模塊與先入先出隊(duì)列（ FIFO）組合而成的時鐘管理模塊和 DAC 模塊三大部分組成。這樣的過程稱為存儲轉(zhuǎn)發(fā)過程 干擾機(jī)體系結(jié)構(gòu)的一個重要特點(diǎn)是將 A/D 和 D/A 盡量靠近射頻前端。這就要求 A/D器件具有適中的采樣速率和很高的工作帶寬。 A/D器件除了要有高速度、大帶寬外，同時還需要大動態(tài)范圍。把時域上連續(xù)的信號轉(zhuǎn)換成時域離散的信號翻。這樣，就可以得到頂部隨給定信號變化的脈沖序列，這種采樣方法，稱為自然采樣。首先假定信號的有用頻率分量從 直流至 f，對這樣的信號進(jìn)行采樣我們稱之為香農(nóng)采樣，或稱為基帶采樣。很顯然，采樣速率 f 正越高 ， 數(shù)據(jù)的復(fù)現(xiàn)精度也就越高。 香農(nóng)采樣準(zhǔn)則：如果采樣速率小于 2f，那么將會發(fā)生混疊現(xiàn)象。在 n 位二進(jìn)制數(shù)中， 1LSB 對應(yīng)的模擬輸入量是滿度范圍的 1/24，也 就是量化單位。 最高有效位 (MSB)：二進(jìn)制數(shù)中權(quán) 數(shù) 最大的位。如稱 14 位 ADC 有 14 位分辨率。 雙極性方式：當(dāng) ADC 的模擬輸入電壓既可為正電壓，也可為負(fù)電壓時，即為雙極性方式，轉(zhuǎn)換結(jié)果常用二進(jìn)制 偏移碼表示。量化誤差是模數(shù)轉(zhuǎn)換器固有的，其大小與分辨率直接相關(guān)，通常為 177。1LSB 模擬輸入量。理論信噪比 (即只考慮量化噪聲的因素 )取決于 ADC量化過程所使用的量化數(shù)目，量化數(shù)目 (即 ADC 的位數(shù) )越多，量化噪聲就越小、其理論信噪比也就越大。 應(yīng)當(dāng)指出，上式?jīng)]有考慮采樣速率對信噪比的影響。如公式 32： ])[2/l g ( dBNSN R ff s ??? （ 32） 式中 ffs ?2?， ffs ?2/稱為過采樣倍率，稱為處理增益。記作 S/(N+D)，是指輸入信號有效值與 基帶 帶寬中全部其他頻率分量 (包括噪聲和諧波分量，但不包括直流分量 )總有效值之比的分貝數(shù)。 由于 ADC在實(shí)際應(yīng)用 中 存在噪聲和失真，從而影響了 ADC 的實(shí)際分辨率，等效地降低了ADC 的位數(shù)。它與系統(tǒng)的采樣速率、信號帶寬、信號幅度 、噪聲、諧波失真等均有密切的關(guān)系。 本文使用 AD6645 作為模數(shù)轉(zhuǎn)換器件。 第二步要考慮 D/A 轉(zhuǎn)換器的實(shí)現(xiàn)。它的輸出信號實(shí)際上就是寬度為轉(zhuǎn)換速率倒數(shù)的矩形脈沖串。 相應(yīng)的，我們也有專門的芯片來進(jìn)行 D/A轉(zhuǎn)換 ，即 AD9772。 杭州電子科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 21 時鐘產(chǎn)生和控制模塊使用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)，主要為片內(nèi)各個功能模塊提供時鐘和控制信號，環(huán)路的參數(shù)直接決定了數(shù)模轉(zhuǎn)換的性 能 。依據(jù)輸入數(shù)據(jù)速率，鎖相環(huán)路有兩種工作模式：當(dāng)輸入數(shù)據(jù)速率大于 6MSPS時，鎖相環(huán)路工作，相應(yīng)的管腳 PLLVDD=VCC， PLLCOM=GND；當(dāng)數(shù)據(jù)速率小于 6 MSPS時，為了獲得更高的相 位抗 噪 聲 性能，不使用內(nèi)部的鎖相環(huán)路，相應(yīng)的管腳 PLLVDD=PLLCOM= GND。 在延遲控制系統(tǒng)中模擬信號的延遲有著很廣泛的應(yīng)用，例如電子對抗中轉(zhuǎn)發(fā)式干擾技術(shù)，信號的模擬中繼技術(shù)等，但延遲的方法均采用延遲線完成，并且延遲時間短，可控性較弱、靈 活性不強(qiáng)。 總單元通過控制 AD6645 和 AD9772 芯片來進(jìn)行模數(shù) /數(shù)模轉(zhuǎn)換，以 FIFO 存儲器實(shí)現(xiàn)信號的連續(xù)存儲轉(zhuǎn)發(fā)，并通過存儲的深度決定延遲時間。由于產(chǎn)生偽碼序列的時鐘頻率為 ，對 GPS 信號采樣的時鐘頻率為 ，需要使用 DCM 產(chǎn)生這兩個時鐘信號。而 100MHz 的時鐘用于向處理器提供時鐘信號。 AD 輸入的信號是邏輯電平信號，由于采樣結(jié)果只有 l 和 0 兩種值，所以采樣結(jié)果只需要一位寬度的 FIFO 進(jìn)行存儲。此時要求 FIFO 的深度為 2578bit。 信號的初始處理電路圖如圖 ，首先要進(jìn)行二次濾波， 二次 濾波可以減少噪聲系數(shù)，有助于預(yù)選器排除鏡像信號以及其他干擾信號 。信 號進(jìn)過緩存進(jìn)行 FFT，可以觀察其頻譜，如圖 。其中時域波形與原信號相比較，可以看出延時效果 ，圖 與圖 對比可知而延時不影響頻域 。電路圖如圖 。 圖 轉(zhuǎn)發(fā)信號的干擾過程電路圖 圖 原 GPS信號（上）與干擾信號（下）時域波形對比 杭州電子科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 26 圖 干擾信號的頻譜 總電路圖如下： 圖 轉(zhuǎn)發(fā)式 GPS干擾機(jī)總電路圖 杭州電子科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 27 5 結(jié)論 GPS技術(shù)是美國開發(fā)的一系列技術(shù)中最為成功的一項(xiàng)，它推動了武器系統(tǒng)向前發(fā)展，使精確制導(dǎo)精度進(jìn)一步提高，并將成為未來軍事革命的重點(diǎn)之一。 衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)由于衛(wèi)星信號功率較低， GPS信號的能量大約相當(dāng)于在 幾 千公里以外一盞家用電燈的能量，要比廣播電視的信號要弱1,000,000,000倍，正是因?yàn)樗^于微弱，因而極易受到多種形式的有意或無意干擾，導(dǎo)致接收機(jī)導(dǎo)航定位 性能下降，甚至無法正常工作。通過對 轉(zhuǎn)發(fā)式 GPS干擾機(jī) 原理的學(xué)習(xí)研究，針對 GPS信號的特點(diǎn)和弱點(diǎn)，用 Matlab仿真 軟件對轉(zhuǎn)發(fā)式 GPS干擾方法進(jìn)行了建模與仿真，得到仿真結(jié)果并驗(yàn)證干擾方法。分析得出最佳轉(zhuǎn)發(fā)干擾參數(shù)的設(shè)定應(yīng)該遵循干擾載頻與信號載頻瞄準(zhǔn)，干擾和信號兩者的偽碼速率相近等原則。 3)．設(shè)計了模擬信號延遲模塊 ， 重點(diǎn)在于二進(jìn)制轉(zhuǎn)換之間的信號處理。 杭州電子科技大學(xué)本科畢業(yè)設(shè)計 28 6 致謝 時光飛逝，大學(xué)四年轉(zhuǎn)眼過去，迎來了最后的畢業(yè)時刻。 本文是在我的 指導(dǎo)老 師 孫閩紅 教授的悉心指導(dǎo)下完成的。 在畢業(yè)設(shè)計進(jìn)行過程中，他 嚴(yán)謹(jǐn)?shù)闹螌W(xué)態(tài)度以及務(wù)實(shí)認(rèn)真的科研精神，給我留下 了極為深刻 的印象。 尤其在最后的電路仿真中，經(jīng)常指點(diǎn)我電路的不足和改進(jìn)方法讓我茅塞頓開， 在此，向?qū)熤乱陨钌畹木匆夂驼\摯的謝意 ! 感謝與我一起承擔(dān)課題、付出努力 陸云峰 、 陳拓 、 魏旭光 、 阮超力 、 曾超 ，我們相互合作，彼此都真誠互助，建立了良好而真摯的友誼，十分感謝他們對我的關(guān)心和幫助。 “三人行必有吾師”。 我要感謝 他們 等對我的幫助，希望記住 那一年， 曾經(jīng) 一起做過的畢業(yè)設(shè)計 。 感謝我的朋友，在我遇到困難時，即使幫不上忙也真誠地安慰我，鼓勵我。對現(xiàn)代化 GPS 的欺騙式干擾研究 [J]，光盤技術(shù)， 2020（ 4）： 3638． [6]ElRabbany A． Introduction to GPS： the Global Positioning System[M]． Artech House， 2020:111． [7]Sally ， Stephen R． Beloach． RealTime OnTheFly KineMatic GPS System Results[J]， Navigation， Summer 1994,2(3)： 175—186． [8]Braasch M ． and Van Dierendonck A ． GPS Receiver Architectures and Measurements[J]， Proc． Of the IEEE， January 1999,1(87):4864． [9]Brown A， Neil Gerein， and Keith Taylor． Modeling and Simulation of GPS Using Software Signal Generation and Digital signal Reconstruction[J]， Proc． of ION Technical Meeting， Anaheim， CA， January 2020,5(12):411． [10]劉慧越，張愛勇，唐斌，基于最大似然的 GPS 轉(zhuǎn)發(fā)式干擾信號