【正文】 期進行設計，而以硬件的形式實現(xiàn)。 EDA（電子設計自動化）技術就是以計算機為工具，在 EDA 軟 件平臺上，對硬件語言 HDL 為系統(tǒng)邏輯描述手段完成的設計文件，自動的完成邏輯編譯、邏輯化簡、邏輯綜合及優(yōu)化、邏輯仿真，直至對特定目標芯片的適配編譯、邏輯映射和編程下載等工作（文 2 本選用的開發(fā)工具為 Altera 公司的 MAX+PLUSII）。設計者的工作僅限于利用軟件方式，即利用硬件描述語言（如 VHDL）來完成對系統(tǒng)硬件功能的描述 。相比傳統(tǒng)的電路系統(tǒng)的設計方法， VHDL具有多層次描述系統(tǒng)硬件功能的能力，支持自頂向下（ Top to Down）和基于庫（ Library Based）的設計的特點，因此設計者可以不必了解硬件結(jié)構(gòu)。 3 第一章 設計方案的選擇 頻率測量模塊 根據(jù)頻率計的設計要求，電路系統(tǒng)可劃分為幾個基本模塊，如圖 所示： 圖 頻率計組成模塊框圖 直接測量法 大家都知道，如果根據(jù)基本原理實現(xiàn)對頻率的數(shù)字化測量，是一種直接測量的手段，這種方法比較簡單，如果能滿足設計要求的話，應該作為首要的選擇方案。設計數(shù)器的值為 N，則可以得到被測信號頻率為 f = N / T，經(jīng)過 對照數(shù)字化直接測量頻率的原理我們可以發(fā)現(xiàn)，本測量在低頻率段的相對測量誤差較大，即在低頻率段不能滿足本設計的要求。這種方法可以在一定程度上彌補方法 (1)的不足，但是難以確定最佳測點，而且電路實現(xiàn)比較復雜。 等精度測頻法 通過對傳統(tǒng)的測量方法的分析與研究，結(jié)合高精度 誤差測量原理，我們設計了一種測量精度與被測頻率無關的硬件測頻電路。其實現(xiàn)方式可以用圖 來說明。標準頻率信號從 CNT1 的時鐘輸入端 CLK 輸入，其頻率為 fs，經(jīng)過整形后的被測信號從 CNT2 的時鐘輸入端CLK 輸入，設其實際頻率為 fx，當預置門信號為高電平時，經(jīng)過整形后的被測信號的上升沿通過 D 觸發(fā)器的 Q端同時啟動計數(shù)器 CNT1和 CNT2。當預置門信號為低電平時，隨后而至的被測信號的上升沿將使兩個計數(shù)器同時關閉。 ( 2 / N s + ?fs / fs ) (式 ) 從誤差分析中可以看出來 , 它的測量精度與 Ns 和標準頻率精確度有關 , 而與被測頻率無關 . 顯然 , Ns 決定于預置門時間和標準頻率信號的頻率 , 其關系式如下 : Ns = Tpr fs (式 ) 如果采用頻率為 50MHz 的晶體震蕩器 , 則有 : |δ| ≤ 1 / Ns (式 ) 如果預置門時間 Tpr = , 則 : Ns = 60000000 = 6000000, |δ| ≤ 106 以上四種方法中 , 倍頻法雖然在理論上可以達到很高的精度 , 但是在低頻段 , 就目前常規(guī)的鎖相器件而言 , 鎖相電路工作性能不理想 , 頻率小于 100Hz 時甚至不能工作 . 前三種方法本質(zhì)上都是立足于頻率基本定義 , 沒有擺脫傳統(tǒng)的測量方法的局限 , 從下文的詳細論述中可以看出 , 用方法 (4)可以用單片 機程序方便地完成寬位浮點數(shù)的數(shù)學運算 , 實現(xiàn)高精度測量 . 基于上述論證以及第二部分中詳細的理論分析 , 我們準備選擇方法 (4). 周期測量模塊 直接周期測量法 用被測信號經(jīng)過放大整形后形成的方波信號直接控制計數(shù)門控電路 , 使主門開放時間等于信號周期 Tx, 時標為 Ts的脈沖在主門開放時間進入計數(shù)器 . 設在 Tx期間計數(shù)值為 N, 可以根據(jù)以下公式來算得被測信號周期 : Tx = NTs (式 ) 6 經(jīng)過誤差分析 , 可以得出結(jié)論 : 用該測量法測量的時候 , 被測信號的頻率越高 , 測量誤差越大 . 等精度周期測量法 該方法在測量電路和測量精度上與等精度頻率測量完全相同 , 只是在進行計算時所用的公式不同 , 用周期 1/T 代換頻率 f就可以了 , 它的計算公式是 : Tx = TsNs / Nx (式 ) 從降低電路的復雜度以及提高精度 (特別是高頻 )上考慮 , 本設計將要采用方法 (2)測量被測信號的周期 . 脈沖寬度測量模塊 在進行脈沖寬度的測量時 , 首先經(jīng)過信號處理電路進行處理 , 限制只有信號的 50%幅度以及其以上部分才能輸入數(shù)字測量部分 . 脈沖邊沿被處理得非常陡峭 , 然后送入測量計數(shù)器進行測量 . 測量電路在檢測到脈沖信號的上升沿的時候打開計數(shù)器 , 并且在檢測到下降沿的時候關閉計數(shù)器 , 設脈沖寬度為 Twx, 計算公式為 : Twx = Nx / fs (式 ) 占空比測量模塊 測量一次脈沖信號的脈沖寬度 , 記錄下它的值為 Twx1, 然后將信號反相 , 再測量一次脈沖寬 度并且記錄下它的值為 Twx2, 通過下面的公式計算占空比 : 占空比 = Twx1100% / (Twx1 + Twx2) (式 ) 標準頻率發(fā)生電路 本模塊采用高頻率穩(wěn)定度和高精度的可微調(diào)晶體振蕩器作為標準頻率發(fā)生器 . 小信號處理部分 小信號處理部分受限于寬帶放大器的性能 , 放大器電路需要附有高速整形電路 . 有以下幾種方案 : 7 采用分立元件 使用場效應管做輸入極 , 以提高輸入阻抗 . 用截止頻率 1 000MHz 的三極管9018 做放大極 . 由于電路復雜 , 需要調(diào)節(jié)的部分較多 , 而且一致性差 , 所以不予采用 . 采用運算放大器 電路簡潔 , 但是因為與 TTL 電平接口而另外需要電平移位電路 . 并且需要使用運算放大器做一高速寬帶放大器 , 市場上難以買到高速運算放大器 , 其應用因此受到限制 . 直接采用比較器 采用比較器可以簡單的完成設計 . 采用高速比較器 LM361可以處理高達 10MHz的輸入信號 . LM361 有低輸入失調(diào)電壓和電壓范圍靈活等特點 , 響應時間最大僅20ns, 輸出電平可與 TTL 電平相匹配 . 綜合考慮 , 本部分電路采用方案 (3). 比較器輸入容易受到干擾 , 因此電路上采用凈化電源并且需要合理安排地線 . 經(jīng)過最后的實際測量 , 輸入靈敏度 4mV左右 , 完全滿足小信號測量的需要 . 第 二 章 基本測量原理與理論誤差分析 等精度頻率 /周期測量技術 量化誤差 若所測頻率值為 fx, 被測頻率的真實值為 fxe, 標準頻率為 fs, 在一次測量中 , 預置門時間為 Tpr, 被測信號技數(shù)值為 Nx, 標準頻率信號計數(shù)值為 Nx. 由于 fx計數(shù)的起停時間都是由該信號的上升沿觸發(fā)的 , 因此在 Tpr時間內(nèi)對 fx的計數(shù) Nx無誤差 , 在此時間內(nèi)的計數(shù) Ns最多相差一個脈沖 , 即 ?et ≤ 1, 則下式成立 : fx / Nx = fs / Ns (式 ) fxe / Nx = fs / ( Ns + ?et ) (式 ) 可以分別推得 fx = fs Nx / Ns (式 ) 8 fxe = fs Nx / ( Ns + ?et ) (式 ) 根據(jù)相對誤差公式有 |δ| = ?fxe / fxe = ( fxe fx ) / fxe (式 ) 經(jīng)過整理可以得到 ?fxe / fxe = ?et / Ns (式 ) 因為 ?et ≤ 1, 故 ?et / Ns ≤ 1 / N s, 即 ?et / Ns ≤ 1 / N s Ns = Tpr fs (式 ) 根據(jù)以上分析 , 可以知道等精度測頻法具有三個特點 : ① 相對測量誤差與被測頻率的高低無關 。 ③ 測量精度與預置門寬度和標準頻率有關 , 與被測信號的頻率無關 , 在預置門和常規(guī)測頻閘門時間相同而被測信號頻率不同的情況下 , 等精度測量法的測量精度不變 . 標準頻率誤差 標準頻率誤差為 ?fs / fs, 因為晶體的穩(wěn)定度很高 , 標準頻率誤差可以進行校準 , 相對于量化誤 差 , 校準后的標準頻率誤差可以忽略。1 個標準頻率信號周期 的計數(shù)誤差 , 則脈沖寬度測量相對誤差為 : |?Twx / Twx| = ( 1 ? fs ) / ( Nx ? fs ) = 1 / Nx (式) 其中 Nx = Twx ? fs. 可以看出 , 在 fs一定的時候 , 脈沖寬度越小 , 誤差越大 . 當 Twx = 100μs, f s = 60MHz 時 , Nx = 6 000, 則有 : |?Twx / Twx| = 1 / 6 000 = % 周期脈沖信號 占空比測量誤差分析 使用第一部分中所述的占空比方法 , 根據(jù)誤差合成原理 , 周期測量相對誤差最大值等于脈沖寬度測量相對誤差 . 在標準頻率為 60MHz, 被測頻率 1kHz(即周期為 )的時候 , 設其占空比為 10%, 則由脈沖寬度測量相對誤差公式計算出的相對誤差應該小于 % 第 三 章 方案的實現(xiàn) 穩(wěn)壓電源設計 本項設計要求的電源有