【文章內(nèi)容簡介】 則下式成立： fx / Nx = fs / Ns (式 ) 由此可推得 fx = fs Nx / Ns (式 ) 相對誤差公式 δ = 177。 ( 2 / N s + ?fs / fs ) (式 ) 從誤差分析中可以看出來 , 它的測量精度與 Ns 和標準頻率精確度有關(guān) , 而與被測頻率無關(guān) . 顯然 , Ns 決定于預(yù)置門時間和標準頻率信號的頻率 , 其關(guān)系式如下 : Ns = Tpr fs (式 ) 如果采用頻率為 50MHz 的晶體震蕩器 , 則有 : |δ| ≤ 1 / Ns (式 ) 如果預(yù)置門時間 Tpr = , 則 : Ns = 60000000 = 6000000, |δ| ≤ 106 以上四種方法中 , 倍頻法雖然在理論上可以達到很高的精度 , 但是在低頻段 , 就目前常規(guī)的鎖相器件而言 , 鎖相電路工作性能不理想 , 頻率小于 100Hz 時甚至不能工作 . 前三種方法本質(zhì)上都是立足于頻率基本定義 , 沒有擺脫傳統(tǒng)的測量方法的局限 , 從下文的詳細論述中可以看出 , 用方法 (4)可以用單片 機程序方便地完成寬位浮點數(shù)的數(shù)學(xué)運算 , 實現(xiàn)高精度測量 . 基于上述論證以及第二部分中詳細的理論分析 , 我們準備選擇方法 (4). 周期測量模塊 直接周期測量法 用被測信號經(jīng)過放大整形后形成的方波信號直接控制計數(shù)門控電路 , 使主門開放時間等于信號周期 Tx, 時標為 Ts的脈沖在主門開放時間進入計數(shù)器 . 設(shè)在 Tx期間計數(shù)值為 N, 可以根據(jù)以下公式來算得被測信號周期 : Tx = NTs (式 ) 6 經(jīng)過誤差分析 , 可以得出結(jié)論 : 用該測量法測量的時候 , 被測信號的頻率越高 , 測量誤差越大 . 等精度周期測量法 該方法在測量電路和測量精度上與等精度頻率測量完全相同 , 只是在進行計算時所用的公式不同 , 用周期 1/T 代換頻率 f就可以了 , 它的計算公式是 : Tx = TsNs / Nx (式 ) 從降低電路的復(fù)雜度以及提高精度 (特別是高頻 )上考慮 , 本設(shè)計將要采用方法 (2)測量被測信號的周期 . 脈沖寬度測量模塊 在進行脈沖寬度的測量時 , 首先經(jīng)過信號處理電路進行處理 , 限制只有信號的 50%幅度以及其以上部分才能輸入數(shù)字測量部分 . 脈沖邊沿被處理得非常陡峭 , 然后送入測量計數(shù)器進行測量 . 測量電路在檢測到脈沖信號的上升沿的時候打開計數(shù)器 , 并且在檢測到下降沿的時候關(guān)閉計數(shù)器 , 設(shè)脈沖寬度為 Twx, 計算公式為 : Twx = Nx / fs (式 ) 占空比測量模塊 測量一次脈沖信號的脈沖寬度 , 記錄下它的值為 Twx1, 然后將信號反相 , 再測量一次脈沖寬 度并且記錄下它的值為 Twx2, 通過下面的公式計算占空比 : 占空比 = Twx1100% / (Twx1 + Twx2) (式 ) 標準頻率發(fā)生電路 本模塊采用高頻率穩(wěn)定度和高精度的可微調(diào)晶體振蕩器作為標準頻率發(fā)生器 . 小信號處理部分 小信號處理部分受限于寬帶放大器的性能 , 放大器電路需要附有高速整形電路 . 有以下幾種方案 : 7 采用分立元件 使用場效應(yīng)管做輸入極 , 以提高輸入阻抗 . 用截止頻率 1 000MHz 的三極管9018 做放大極 . 由于電路復(fù)雜 , 需要調(diào)節(jié)的部分較多 , 而且一致性差 , 所以不予采用 . 采用運算放大器 電路簡潔 , 但是因為與 TTL 電平接口而另外需要電平移位電路 . 并且需要使用運算放大器做一高速寬帶放大器 , 市場上難以買到高速運算放大器 , 其應(yīng)用因此受到限制 . 直接采用比較器 采用比較器可以簡單的完成設(shè)計 . 采用高速比較器 LM361可以處理高達 10MHz的輸入信號 . LM361 有低輸入失調(diào)電壓和電壓范圍靈活等特點 , 響應(yīng)時間最大僅20ns, 輸出電平可與 TTL 電平相匹配 . 綜合考慮 , 本部分電路采用方案 (3). 比較器輸入容易受到干擾 , 因此電路上采用凈化電源并且需要合理安排地線 . 經(jīng)過最后的實際測量 , 輸入靈敏度 4mV左右 , 完全滿足小信號測量的需要 . 第 二 章 基本測量原理與理論誤差分析 等精度頻率 /周期測量技術(shù) 量化誤差 若所測頻率值為 fx, 被測頻率的真實值為 fxe, 標準頻率為 fs, 在一次測量中 , 預(yù)置門時間為 Tpr, 被測信號技數(shù)值為 Nx, 標準頻率信號計數(shù)值為 Nx. 由于 fx計數(shù)的起停時間都是由該信號的上升沿觸發(fā)的 , 因此在 Tpr時間內(nèi)對 fx的計數(shù) Nx無誤差 , 在此時間內(nèi)的計數(shù) Ns最多相差一個脈沖 , 即 ?et ≤ 1, 則下式成立 : fx / Nx = fs / Ns (式 ) fxe / Nx = fs / ( Ns + ?et ) (式 ) 可以分別推得 fx = fs Nx / Ns (式 ) 8 fxe = fs Nx / ( Ns + ?et ) (式 ) 根據(jù)相對誤差公式有 |δ| = ?fxe / fxe = ( fxe fx ) / fxe (式 ) 經(jīng)過整理可以得到 ?fxe / fxe = ?et / Ns (式 ) 因為 ?et ≤ 1, 故 ?et / Ns ≤ 1 / N s, 即 ?et / Ns ≤ 1 / N s Ns = Tpr fs (式 ) 根據(jù)以上分析 , 可以知道等精度測頻法具有三個特點 : ① 相對測量誤差與被測頻率的高低無關(guān) 。 ② 增大 Tpr或 fs可以增大 Ns, 減少測量誤差 , 提高測量精度 。 ③ 測量精度與預(yù)置門寬度和標準頻率有關(guān) , 與被測信號的頻率無關(guān) , 在預(yù)置門和常規(guī)測頻閘門時間相同而被測信號頻率不同的情況下 , 等精度測量法的測量精度不變 . 標準頻率誤差 標準頻率誤差為 ?fs / fs, 因為晶體的穩(wěn)定度很高 , 標準頻率誤差可以進行校準 , 相對于量化誤 差 , 校準后的標準頻率誤差可以忽略。 預(yù)置門時間信號與閘門時間信號 預(yù)置門的概念與傳統(tǒng)的閘門的概念是不同的 . 預(yù)置門是指同時啟動或同時停止標準頻率信號計數(shù)器和被測信號計數(shù)器的門控信號 . 預(yù)置門的概念用于高精度恒定誤差測頻 /周期方法中 , 并且稱預(yù)置門的時間寬度為預(yù)置門時間 . 高精度恒定誤差測頻方法測量精度與預(yù)置門時間和標準頻率有關(guān) , 與被測信號的頻率無關(guān) . 在預(yù)置門時間和閘門時間相同而被測信號頻率不同的情況下 , 高精度恒定誤差頻率測量法的測量精度不變 , 而直接測頻法的精度隨著被測信號的增加而接近線性的增大 . 高精度恒誤差周期測量方法 分析思路和結(jié)果均對高精度恒誤差頻率測量相似或相同 . 9 脈沖寬度測量理論誤差分析 根據(jù)方案中的脈沖寬度測量方法 , 分析脈沖寬度測量誤差 . 設(shè)被測信號的脈沖寬度為 Twxe, 標準頻率信號頻率為 fs, 則脈沖寬度的測量值為 : Twx = Nx / fs (式 ) 在一次測量中 , 對標準頻率信號的計數(shù)值 Nx 可能產(chǎn)生 177。1 個標準頻率信號周期 的計數(shù)誤差 , 則脈沖寬度測量相對誤差為 : |?Twx / Twx| = ( 1 ? fs ) / ( Nx ? fs ) = 1 / Nx (式) 其中 Nx = Twx ? fs. 可以看出 , 在 fs一定的時候 , 脈沖寬度越小 , 誤差越大 . 當(dāng) Twx = 100μs, f s = 60MHz 時 , Nx = 6 000, 則有 : |?Twx / Twx| = 1 / 6 000 = % 周期脈沖信號 占空比測量誤差分析 使用第一部分中所述的占空比方法 , 根據(jù)誤差合成原理 , 周期測量相對誤差最大值等于脈沖寬度測量相對誤差 . 在標準頻率為 60MHz, 被測頻率 1kHz(即周期為 )的時候 , 設(shè)其占空比為 10%, 則由脈沖寬度測量相對誤差公式計算出的相對誤差應(yīng)該小于 % 第 三 章 方案的實現(xiàn) 穩(wěn)壓電源設(shè)計 本項設(shè)計要求的電源有 : +12V, 12V, +5V的穩(wěn)壓電源 . 在進行電源設(shè)計時 , 功率交流輸入端加一級電源濾波器 , 以降低工頻頻率干擾 . 測量控制電路 本電路采用單片機和 CPLD/FPGA的結(jié)合來實現(xiàn) . 單片機 (AT89C51)完成整個測量電路的控制 , 數(shù)據(jù)處理和顯示輸出 , CPLD/FPGA完成計數(shù)器的功能 . 鍵盤信號由AT89C51 單片機進行處理 . AT89C51 從 CPLD/FPGA 讀回計數(shù)數(shù)據(jù)并進行高精度浮點 10 運算 , 并且向顯示電路輸出測量結(jié)果 . 電路系統(tǒng)原理框圖如圖 : 圖 等精度數(shù)