【正文】 異。一是第二個極點接近于fT的頻率上。對于一個單輸出放大器而言，這意味著第二極點后面緊跟著一個零點，零點的頻率是極點的兩倍。圖26單級OTA 即使把一個大的外部電容連接到節(jié)點2，我們?nèi)匀话l(fā)現(xiàn)M1和M2產(chǎn)生的循環(huán)電流只有一半輸出到負載上。因此單輸出放大器其輸出端另一邊的電容對相位裕度的影響可以忽略。 如圖所示，四個共源共柵MOST M58與輸入器件和電流鏡串聯(lián)，這里指出共源共柵M7管包含在M3管周圍的反饋環(huán)中，這樣可以產(chǎn)生一個大的輸出擺幅[11]。其輸出電阻急劇增加，但是GBW不會增加。沒有采用共源共柵結構時增益適中，采用共源共柵結構后，僅僅是在低頻段增益增加了。圖26套筒式共源共柵OTA 另一個常用的結構是折疊式共源共柵OTA。當有兩個輸出端時，就沒有必要采用后面的電流鏡。該電路與對稱性的OTA一樣對稱，因為在節(jié)點1和節(jié)點2處，兩個輸入器件有相同的直流電壓和阻抗。確實所有其他節(jié)點的阻抗是在1/gm數(shù)量級上，這又是一個單級放大器，盡管電路有它的復雜性[12]。在節(jié)點1的阻抗是1/gm3，該節(jié)點的電容是Cn1,Cn1是3個大小相似的小電容之和。這是折疊式OTA的第一個優(yōu)點。在三級放大器中，穩(wěn)定性的條件沒有兩級結構那么明顯，正因為如此，本章節(jié)的第一部分首先討論穩(wěn)定的條件。負反饋在模擬信號處理中得到廣泛應用。然而反饋系統(tǒng)有潛在的不穩(wěn)定性，即可能發(fā)生振蕩。運算放大器作為大多數(shù)模擬電路的關鍵部件之一，對增益、帶寬等性能指標有很高的要求。而多級放大器則通過級聯(lián)多個增益級來提高放大器的總體增益。圖28帶消零電阻的密勒放大器1992 年，Eschauzier 等人在IEEE JSSC(Journal of SolidSate Circuits)上提出了經(jīng)典的NMC(NestedMiller Compensation)頻率補償結構，它是研究其它多級放大器頻率補償結構的基礎。NMC 結構另外一個缺點是傳遞函數(shù)中出現(xiàn)了右半平面(Right Half Plane)零點[15]。運算放大器設計可以分成兩個明顯與設計相關的步驟，它們很大程度上互不相關。多數(shù)情況下，這個結構在設計中不會改變，但有時，某些選好的設計特性必須通過改變結構進行修改。多數(shù)完成設計的工作都與這第二個步驟有關。在手工設計的基礎上，計算機電路模擬被大量運用以輔助設計者完成此階段的工作[16]。 第3章 低功耗運算放大器設計 圖31NMC放大器的結構 兩級放大器的增益可以通過級聯(lián)額外的增益級來提高。理論上，NMC 結構可以推廣到很多個增益級級聯(lián)的情形。因此，NMC 結構或其它多級放大器一般只討論三級結構。整個補償電容的密勒效應決定了主極點的位置?？傻?，,。對于一個三階的巴特沃斯響應，兩個非主極點和分別是GBW的2倍和4倍。第一級（由M9晶體管和M1M4組成），第二級（由M1M4和M10組成）是標準的差動放大電路，第三級（由M11M12組成）是classA輸出結構。這確保了在該門上的直流工作點晶體管M5和M6是大約在同一水平。因此該復合增益級提供了內(nèi)在的跟蹤機制，以減少系統(tǒng)性偏差，從而提高穩(wěn)定性。為了提高設備的匹配以減少隨機偏移，布局技術增加隨機性關鍵設備匹配采用并討論了這確保了幾何不匹配不會顯著貢獻低偏移，特別是低溫度范圍失調(diào)漂移。因此輸入失調(diào)電壓制約放大器的第一級，可以得到： (32)其中Vt1是晶體管M1的閾值電壓 ,VovP表示為p溝道差分對柵極驅動偏置， 和VovN表示用于n型溝道的有源負載柵極過驅動偏置。第二增益級同理。它可以被歸類為系統(tǒng)共模抑制比和隨機CMRR。在CMOS運算放大器的噪聲源主要由閃爍噪聲和熱噪聲起源組成。噪聲貢獻通常由第一增益級為主。下標dp代表差分對和下標mir表示鏡像電流。通過對Ldp微分設置導數(shù)為零,相對于最低輸入?yún)⒖茧妷海? （35）因此，通過選擇最佳值的差分輸入對溝道長度和選擇較大的為Lmir和Wdp之值，輸入?yún)⒖嫉? / f噪聲被最小化。之所以選擇2MHZ的增益帶寬積，是因為有諧波失真和轉換速率的限制。圖33NMC放大器交流仿真,。圖34NMC放大器直流增益仿真對失調(diào)電壓的測量曲線如圖所示，這雖然是在仿真條件下所取得的數(shù)據(jù)，仍體現(xiàn)了該結構放大器完美的低失調(diào)設計，這與運放使用的全差分結構是分不開的。C～85。故可認為在該溫度范圍內(nèi)NMC運算放大器可以正常工作。圖37噪聲特性仿真波形 上升速率和下降速率的仿真波形圖如圖（38）和（39）所示，可以看出SRup=,SRdown=。圖38上升速率測量圖39下降速率測量 諧波失真的測量如圖310是，在反相放大十倍。除了放大器結構的因素外，為了降低放大器的功耗使得該放大器的帶負載能力不是很高，這也是諧波失真較高的主要原因?？梢奛MC運算放大器的輸出很接近理想的地和電壓源。它們使放大器穩(wěn)定但是嚴重減小了高頻增益。另外，米勒電容Ｍ２減弱了最后一級給予的增加的不利影響當相位變化隨著頻率增加達到180。因此，跨到gm3必須足夠大來避免這一負面影響。因此這不適用于低功耗的應用。第一個米勒電容Cm1導致每十倍頻率20dB的斜率在任意一種放大器中。　　在一些結構中例如NGRNMC，增加一個消零電阻來消除高頻增益的減小和減弱最后一級由內(nèi)部米勒電容引起的影響?；谶@些考慮，已經(jīng)很清晰對內(nèi)部米勒電容Cm2采取措施可能是一個積極的方法來實現(xiàn)更好的表現(xiàn)。另外一個安全的邊緣增益不會由寄生電容引起的零點的影響支配。在三級TCFC結構中，使用帶有電容負反饋的跨導的補償技術，在圖（312）中展示。每一級的輸出電阻和寄生電容由R13和C13表示，CL是負載電阻。電容Cm2和跨導級gmt組成內(nèi)部反饋環(huán)路。此外，涉及反饋回路的參數(shù)gmt和Cm2，并能充分地適應，結果，產(chǎn)生上述的單位增益頻率合適的增益降低，實現(xiàn)了足夠的增益裕量。為了改善大信號性能如擺率，一個前饋級gmf，其中最后階段構成推挽輸出級，很容易包含在TCFC結構如由圖（310）中的虛線。 (311) (312) (313) (314) (315) (316)Adc是低頻增益。最后，是第二階段到反饋階段的跨導比。請記住，kt是跨導率gm2比上gmt，這始終是一個正值。根據(jù)（319），對于一個特定的跨導驅動一個給定的負載電容CL，可實現(xiàn)增益帶寬產(chǎn)品GBW取決于比率Cm2/C2。因此，這從理論上證明了該TCFC放大器的增益帶寬積可以很大，對比NMC放大器可以顯著延長增益帶寬積。為了優(yōu)化的增益帶寬積，以及相位裕度，安排適當?shù)牧銟O點的位置是很重要。因此，只有一個 LHP零殘留，這由下式給出 (321)就像大多數(shù)的多級放大器，對TCFC放大器的整體轉換率受限制于放大器中的最慢的階段。因此，整體轉換率被確定第一級需要驅動的電容Cm1或最后一級驅動的負載電容CL。由于負載電容比其它的電容大得多，所以TCFC放大器的總轉換率可簡化為 (322)其中I1和I3，分別代表在第一級中的電流和最后一級的電流。然而，這種限制可以通過，如圖（310）中的前饋階段gmf克服。第一階段是一個經(jīng)典的折疊共源共柵OTA。差分對M11和M12產(chǎn)生的跨導gm1。 TCFC運算放大器的仿真分析表32 TCFC放大器的參數(shù)設計gm11=gm12=gm13=gm14=gm15=gm16=gm17=gm18=gm19=gm21=gm22=gm24=gm25=gm26=gm27=gm31=gm32=748μCm1=Cm2= 利用candence軟件對TCFC運算放大器的交流仿真如圖所示，由圖像(314)，相位裕度為。這是由于TCFC放大器的輸出級不依賴巴特沃斯三階響應，故可以將TCFC放大器的輸出級電流設計的十分微小，極大地降低了功耗，但這樣所帶來的問題是放大器的帶負載能力降低，轉換速率也能以達到要求所以重新設計了參數(shù)，使其滿足其它的技術指標要求。上升速率要大于下降速率，波形的對稱性也不是很好。其獲得較大的轉換速率即要取較小的補償電容和較大的輸出電流，這也是輸出波形不是很完美的原因。圖316 TCFC運算放大器噪聲特性測量輸出范圍測量曲線如圖(317)所示，~，可已看出TCFC結構放大器的輸出范圍還是很大的，這與輸入級采用折疊式共源共柵放大器有很大關系。事實上通過增加增益帶寬積事實上也極大地改善了諧波失真特性，至于非線性失真在取2MHZ時，其相位裕度還很好。,性能還是比較理想的。C~10176。故可以得到結論。C~85176。圖317 TCFC運算放大器溫度特性測量對比NMC運算放大器和TCFC運算放大器如表33所示，在滿足功耗和各項指標的要求下，這兩種放大器還是各有各的優(yōu)點的。然而由于沒有采用全差分結構，它的失調(diào)特性沒有NMC結構的好，總的來說這兩種放大器設計還是比較成功的。表33兩種放大器性能指標對比預期指標NMC放大器性能參數(shù)TCFC放大器性能參數(shù)功耗功耗500μW（電源電壓5V）；增益帶寬積1MHz（相位裕度60dB，負載電阻50pF，負載電容50k歐姆）； 增益帶寬積：相位裕度：。,1997:6571.[6]翟艷，楊銀堂，朱樟明，[J].西安電子科技大學學報，(1):112113.[7] 運算放大器設計:(碩士學位論文)[D].成都:西南交通大學,.[8]Behead of Analog CMOS Integrated Circuits[M].New York:Me GrawnHill,2001.[9]. 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