【文章內容簡介】 力不是很高，這也是諧波失真較高的主要原因。圖310諧波失真測量曲線基波和諧波分別為： A1k=,A2k=118dB,A3k=,A4k=114dB,A5k=100dB失真約為： 輸出范圍測量如圖（311）所示,~5V。可見NMC運算放大器的輸出很接近理想的地和電壓源。圖311輸出范圍測量圖 TCFC運算放大器設計　　在三級嵌套密勒補償放大器中，有兩個米勒電容Cm1和Cm2連接輸出和每一級的輸出，分別地，形成兩個負反饋環(huán)路。它們使放大器穩(wěn)定但是嚴重減小了高頻增益。因此，額外的功耗需要補償增益的減小。另外，米勒電容Ｍ２減弱了最后一級給予的增加的不利影響當相位變化隨著頻率增加達到180。時，導致一個積極的負反饋環(huán)包括Cm1，gm2和Cm2，這是一個嚴重的不穩(wěn)定來源。因此，跨到gm3必須足夠大來避免這一負面影響。為了確保穩(wěn)定性，最后一級的跨導gm3在三級嵌套密勒補償放大器中要求的取值為　　 (36)　　顯然，在嵌套密勒補償放大器中，最后一級的跨導是單級放大器跨導的4倍。因此這不適用于低功耗的應用。顯然，功耗消耗的影響主要由內部的米勒電容Cm2導致。第一個米勒電容Cm1導致每十倍頻率20dB的斜率在任意一種放大器中。因此，是第二級的米勒電容Cm2導致在高頻增益中不必要的消減以至于需要一個大的跨導gm3在最后一級中?！　≡谝恍┙Y構中例如NGRNMC，增加一個消零電阻來消除高頻增益的減小和減弱最后一級由內部米勒電容引起的影響。然而，這種改善的表現(xiàn)并不足夠因為消零電阻必須保證足夠小來確保米勒電容對極點分離的影響?；谶@些考慮，已經(jīng)很清晰對內部米勒電容Cm2采取措施可能是一個積極的方法來實現(xiàn)更好的表現(xiàn)。然而在這種情況下第一非主極點會被寄生電容支配，導致集成電路版圖易受影響。另外一個安全的邊緣增益不會由寄生電容引起的零點的影響支配。除此之外，因為第二級直流增益Av2出現(xiàn)在第一非主極點和其它參數(shù)的乘數(shù)的表達式中，一定會有很高的敏感性。在三級TCFC結構中，使用帶有電容負反饋的跨導的補償技術，在圖（312）中展示。圖312 TCFC放大器小信號等效電路 跨導級gm1，gm2和gm3組成了傳統(tǒng)的三級放大器。每一級的輸出電阻和寄生電容由R13和C13表示，CL是負載電阻。 Cm1是密勒電容形成外部反饋環(huán)路。電容Cm2和跨導級gmt組成內部反饋環(huán)路。　　此外，由于僅寄生電容被連接到內部節(jié)點，第二級的高頻率增益降低最小。此外，涉及反饋回路的參數(shù)gmt和Cm2，并能充分地適應，結果，產(chǎn)生上述的單位增益頻率合適的增益降低，實現(xiàn)了足夠的增益裕量。在這種方式中，由于負反饋消除了寄生器件參數(shù)的影響，使因為設備參數(shù)和布局的變化的敏感性和可靠性最小化[20]。為了改善大信號性能如擺率，一個前饋級gmf，其中最后階段構成推挽輸出級，很容易包含在TCFC結構如由圖（310）中的虛線。TCFC放大器的開環(huán)增益的小信號傳遞函數(shù)然后可以通過由給定的一個四階表達式表示 (37) (38) (39) TCFC的開環(huán)增益小信號傳遞函數(shù)可以由一個四級表達式表達 (310)在（310）中，所有的符號由定義的（311~316）隨后說明。 (311) (312) (313) (314) (315) (316)Adc是低頻增益。（310）的分母和分子。最后，是第二階段到反饋階段的跨導比。在這個設計中，它的值是2In（22），是另一個重要的分頻系數(shù)，這代表增益帶寬積由下式給出. (317)通過應用勞斯穩(wěn)定判據(jù)，穩(wěn)定條件可求得 (318) (319)顯然，上述條件（318）總是滿足的當kt0。請記住，kt是跨導率gm2比上gmt，這始終是一個正值。因此，在其他條件（319）成為增益帶寬積的關鍵限制。根據(jù)（319），對于一個特定的跨導驅動一個給定的負載電容CL，可實現(xiàn)增益帶寬產(chǎn)品GBW取決于比率Cm2/C2。顯然，這比可以很大，因為C2是一個寄生電容與補償相比是相當小化電容。因此，這從理論上證明了該TCFC放大器的增益帶寬積可以很大，對比NMC放大器可以顯著延長增益帶寬積。設計約束通常是依賴于開環(huán)小信號傳遞函數(shù)的極零點的位置。為了優(yōu)化的增益帶寬積，以及相位裕度，安排適當?shù)牧銟O點的位置是很重要。由于比值Cm2/C2可以做的大，可以假設ω2比ω1大，可以給出因此，第一非主極點是由ω1確定,可以由下式給出 (320)　　由于非常大的頻率系數(shù)，兩個零點只出現(xiàn)在非常高的頻率。因此，只有一個 LHP零殘留，這由下式給出 (321)就像大多數(shù)的多級放大器，對TCFC放大器的整體轉換率受限制于放大器中的最慢的階段。對于TCFC放大器，電容的第二級負載是總的寄生電容C2，這是更比補償電容Cm1和負載CL更小的電容。因此，整體轉換率被確定第一級需要驅動的電容Cm1或最后一級驅動的負載電容CL。Cm1或Cm2。由于負載電容比其它的電容大得多，所以TCFC放大器的總轉換率可簡化為 (322)其中I1和I3，分別代表在第一級中的電流和最后一級的電流。由于負載電容CL比外米勒電容Cm1大，第二項（322）往往是整體轉換率尤其是對于低功耗的主要限制條件。然而，這種限制可以通過，如圖（310）中的前饋階段gmf克服。 三級TCFC放大器的示意圖如圖313。第一階段是一個經(jīng)典的折疊共源共柵OTA。它由的晶體管M11M19，這確保了普通模式輸入范圍可以達到較低的干線電壓VSS。差分對M11和M12產(chǎn)生的跨導gm1。晶體管M21提供一半的第二級的跨導，這是由晶體管M25經(jīng)倍增電流鏡由M24和M25組成。 TCFC運算放大器的仿真分析表32 TCFC放大器的參數(shù)設計gm11=gm12=gm13=gm14=gm15=gm16=gm17=gm18=gm19=gm21=gm22=gm24=gm25=gm26=gm27=gm31=gm32=748μCm1=Cm2= 利用candence軟件對TCFC運算放大器的交流仿真如圖所示，由圖像(314)，相位裕度為。這是滿足轉換速率和諧波失真等其他條件下所得到的功耗，在之前的設計中由于僅僅追求低功耗的要求，在設計增益帶寬積為1MHZ的情況下。這是由于TCFC放大器的輸出級不依賴巴特沃斯三階響應，故可以將TCFC放大器的輸出級電流設計的十分微小，極大地降低了功耗，但這樣所帶來的問題是放大器的帶負載能力降低，轉換速率也能以達到要求所以重新設計了參數(shù)，使其滿足其它的技術指標要求。圖314 TCFC運算放大器交流仿真圖 轉換速率的測量如圖(315)所示，這比較好的滿足了轉換速率為5V/s的要求，可以看出輸入方波的瞬態(tài)輸出波形不是很理想。上升速率要大于下降速率，波形的對稱性也不是很好。這與TCFC放大器的第二級不為全差分結構可能有關系。其獲得較大的轉換速率即要取較小的補償電容和較大的輸出電流，這也是輸出波形不是很完美的原因。圖315TCFC運算放大器轉換速率測量 噪聲特性的測量波形圖如圖(316)所示，(HZ)，這也是較好地滿足了噪聲指標的要求，這也與增加輸出電流有很大的關系，畢竟由于面積不能設計的很大，所以取得每個管子的長度為最小線寬的4倍。圖316 TCFC運算放大器噪聲特性測量輸出范圍測量曲線如圖(317)所示，~，可已看出TCFC結構放大器的輸出范圍還是很大的，這與輸入級采用折疊式共源共柵放大器有很大關系。圖317 TCFC運算放大器輸出范圍測量 為了改善諧波特性，在設計時取增益帶寬積為2MHZ，為的是盡量增加輸入線性范圍，減小線性失真。事實上通過增加增益帶寬積事實上也極大地改善了諧波失真特性，至于非線性失真在取2MHZ時，其相位裕度還很好。所以沒有考慮非線性失真的影響。,性能還是比較理想的。圖318 TCFC運算放大器的諧波測量 對運算放大器的直流溫度掃描如圖(317)所示，可以看到在輸入溫度范圍在50176。C~10176。C范圍變化時，其輸出變化并不大。故可以得到結論。該放大器的工作范圍可以為40176。C~85176。C。圖317 TCFC運算放大器溫度特性測量對比NMC運算放大器和TCFC運算放大器如表33所示，在滿足功耗和各項指標的要求下，這兩種放大器還是各有各的優(yōu)點的。總的來說TCFC運算放大器在降低功耗獲得較大的增益帶寬積上更為優(yōu)異一些，這是因為TCFC放大器的結構更加合理，使其能夠達到較低的功耗，更高的轉換速率。然而由于沒有采用全差分結構，它的失調特性沒有NMC結構的好，總的來說這兩種放大器設計還是比較成功的?；緷M足了所有性能指標的要求。表33兩種放大器性能指標對比預期指標NMC放大器性能參數(shù)TCFC放大器性能參數(shù)功耗功耗500μW（電源電壓5V）；增益帶寬積1MHz（相位裕度60dB，負載電阻50pF，負載電容50k歐姆）； 增益帶寬積：相位裕度：。增益帶寬積：相位裕度：轉換速率5V/μS （負載電容10pF）直流開環(huán)增益100dB；噪聲密度： 1μV/Hz1/2（@10Hz）（@10Hz） μV/Hz1/2（@10Hz）諧波失真80dB（反相放大10倍，負載電容10pF，負載電阻100k歐姆）；（仿真條件下）失調電壓，失調電壓溫度系數(shù)1μV/℃；滿足滿足輸出范圍：~；~5V~工作溫度范圍：40~85℃參考文獻[1] OTA的研究[M].《南開大學學報(自然科學版)》:12.[2]王正宏 ,[M]::12.[3]魏全,傅興華,[J]. 貴州大學學報(自然科學版). 2012(06):13.[4],VerylowPower analog cells [J].IEEE Journal of Circumstanced 2000，811，Aug:.[5], Integrated Circuit Designing [M],Canada,John Wileyamp。,1997:6571.[6]翟艷，楊銀堂，朱樟明，[J].西安電子科技大學學報，(1):112113.[7] 運算放大器設計:(碩士學位論文)[D].成都:西南交通大學,.[8]Behead of Analog CMOS Integrated Circuits[M].New York:Me GrawnHill,2001.[9]. Zhang and . Chan ,An Untrimmed CMOS Amplifier with High CMRR and Low Offset for Sensor and Systems[M].IEEE Asia Pacific Conference :802 805[10] [M].中國航天科技集團,.[11]Manju Sandhu Design of Low Voltage Low Power Operational A