【正文】 () ()其中，——在標準狀況下，光伏電池短路時的電流（A）；——在標準狀況下，光伏電池開路時的電壓（V）；——最大功率點的電流（A）；——最大功率點的電壓（V）；——電流變化溫度系數(shù)（）；——電壓變化溫度系數(shù)（）；、——在標準狀況下，光照強度和電池溫度的值，通常取為，；——光伏電池的串聯(lián)電阻（Ohms）；在任意光照強度和環(huán)境溫度Ta（℃）下，光伏電池溫度Tc（℃）為： （）式中，S——光伏電池板面上的受到的光照強度(kW/m2)；tc——光伏電池組件的溫度系數(shù)()，；Ta——環(huán)境溫度（℃）；Tc——光伏電池結(jié)溫（℃）；從以上公式看出，通過光伏電池上的總光照輻射量和光伏電池的工作溫度可直接計算出此等條件下太陽能電池的最大輸出功率點。式（）中， Vk 和Vk+1代表 V的第k次和第k+1次迭代值。P′(Vk)和P″(Vk)代表第k次迭代下功率對電壓的一、二階導數(shù)。在圖 ，充電時，開關管Q1導通，電路相當于短路狀態(tài)，這時光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)輸出的直流電能流過電感。當開關管斷開時，因為電感具備有電流保持的功能，流經(jīng)電感的電流并不會立刻減小為0，而是會從充電完成時電流大小的值緩慢的減小到0。Boost 電路的升壓過程也會結(jié)束，如圖 ，升壓階段從本質(zhì)上來說相當于電感所含電能的傳送。 Boost電路的工作原理電路在穩(wěn)定工作情況下運行時，假設電路中的電感L值和電容C值都很大。設開關管T處于導通狀態(tài)的時間為ton，在這段過程中電感L上積蓄的能量為UiiLton。則有： （）化簡得， （）如果將電路中的損耗忽略不計，則負載消耗的電能只是由電源提供，即： （）單相全橋逆變電路的原理圖如圖 ，它一共有 4個橋臂，其中1個可控器件和1個反并聯(lián)二極管組成一個橋臂，每一個半橋電路又由上下兩個橋臂組成，2個半橋電路組合成一個全橋逆變電路。在一個開關周期內(nèi)，開關管T1和TT2和T3互補交替導通。在由開關管T1和T4截止到T2和T3導通的過渡過程中，二極管DD3延續(xù)電流，從而使得流過電感L的電流連續(xù)，這時逆變器輸出的電壓U0﹦Ud。同理，在控制器發(fā)出柵極驅(qū)動信號使得開關管TT3截止和TT4導通時，二極管DD4續(xù)流，輸出電壓U0﹦Ud，一直持續(xù)到續(xù)流電流減小至0后，開關管TT4才導通，輸出電壓U0﹦Ud。圖 早期的并網(wǎng)逆變發(fā)電中存在著能量轉(zhuǎn)換效率低、輸出不穩(wěn)定等問題。最大功率點跟蹤控制的基本思想就是依靠不斷調(diào)節(jié)光伏陣列末端的輸出電壓，盡量使其數(shù)值逼近此時環(huán)境下輸出功率最大時所對應的電壓，從而提高系統(tǒng)發(fā)電能力。因此，最大功率跟蹤裝置也成為現(xiàn)代光伏發(fā)電系統(tǒng)中關鍵的部分，且未來經(jīng)濟潛力巨大，具有很大的市場空間。上圖中Ri是光伏電池的等效內(nèi)阻，Vi是陣列內(nèi)的電壓。因此為了讓負載消耗的功率最大，將式（）兩端分別對Ro進行求導，得 （）顯然當上式為0時，PRo是連續(xù)變化的，在時間很短時將其特性近似為線性的是可行的。從式（）中可得，當外接負載的阻值等于光伏電池的內(nèi)阻時，電池發(fā)出的功率最大客觀上講，無論是光伏電池還是DC/DC變換器的特性都屬于非線性特性，但可以改變直流直流變換器的等效電阻使之與電源等效內(nèi)阻相等，然后就不僅可以在負載變化微分段中實現(xiàn)最大功率跟蹤，而且可通過重復上述工作可實現(xiàn)各負載變化微分段的MPPT[28]。有文獻介紹通過調(diào)節(jié)光伏電池輸出電壓實現(xiàn)MPPT，其實調(diào)節(jié)負載電壓與光伏陣列輸出電壓本質(zhì)上是一樣的。（PU）圖，從圖中可以看出光伏電池PU曲線是一個單峰函數(shù)，其極值處即為功率最大的點。這里第一步首先將當前輸出功率值（現(xiàn)時功率）P2與上一時刻記憶功率值P1進行比較并進行判斷：若功率增加（即P2 P1），則可按輸入的此變化方向繼續(xù)變化一個?V；若功率減少，則向其變化的反方向變化一個?V。例如，如果當前輸出電壓在Ｖpmax（最大功率點處對應的橫坐標電壓值）左側(cè)時必須增大電壓值；反之，應該減小輸入電壓，這樣方可實現(xiàn)功率輸出按照特性曲線漸變至最大功率點[25]。系統(tǒng)經(jīng)過如上段所述過程達到a’ 、b’、c’、d’、e’任意一個最大功率點后，經(jīng)過一個時間延遲?t后會重復前述過程，往復進行可控制光伏電池輸出功率值動態(tài)保持在最大功率點附近。從上述分析可以得出，判斷光伏陣列實時工作點所在位置的重點是MPPT裝置。本章主要包括并網(wǎng)逆變器的分類和并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的拓撲結(jié)構(gòu)，光伏電池原理及數(shù)學模型，Boost升壓電路和逆變器的原理，最大功率點跟蹤模塊的原理等內(nèi)容，并對本文用到的爬山法最大功率跟蹤技術進行了簡要介紹，經(jīng)過論證本文選用了兩級式光伏并網(wǎng)逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)。SPWM技術與PWM相似，但其不同之處在于SPWM改變了脈沖調(diào)制方式，即調(diào)制信號為期望得到的正弦波，載波為三角波，在正弦波與三角形載波相交時，用交點來完成對開關管導通或關斷的控制[30]。 SPWM調(diào)制技術原理在自動控制理論中存在這樣一個原理：在慣性系統(tǒng)中，對于大小、波形不一致的窄脈沖變量來說，如果它們的沖量（面積）即變量對在坐標軸上時間的積分相等，其作用的效果相同。通常在正弦波每個周期內(nèi)將其均分為2N份，來獲得這種接近于正弦波的脈寬調(diào)制波形。通過運算就可得出在等時間間隔中正弦波與坐標軸所圍成的面積，并且都存在一個幅值為Ud的矩形電壓脈沖來替代與其相對應的的正弦波部分。 PWM波等效正弦波顯而易見，當N取值非常大時，得到的等效的矩形脈沖序列將與正弦波的波形十分相似。單極性調(diào)制中四個不同的信號分別控制四個開關管，其中由一正弦參考波與三角波相比較產(chǎn)生VT1和VT2的控制信號。這樣一直不停的進行這一過程，在一個正弦波半周內(nèi)調(diào)制脈沖電壓始終為一個極性，輸出端輸出的逆變電壓有為零的過程。在Ur處于正半周時，VT1導通，VT2關斷。而當UrUc時，VT4關斷，VT3導通，此時，U0﹦0。當UrUc時，VT4關斷，VT3導通，此時，U0=Ud。 與單相單極性SPWM逆變器中的開關管控制相比，雙極性調(diào)制中兩橋臂交叉對應的開關管VT1和VT4，VT2和VT3分別組成一組，控制信號同時其開通或關斷，兩組開關管的導通狀態(tài)呈互補關系。雙極性PWM逆變器原理如下：在UrUc時，VT1和VT4導通，VT2和VT3關斷，U0﹦Ud；在UrUc時，VT2和VT3導通，VT1和VT4關斷，U0﹦Ud。相比于雙極性SPWM逆變器，單極性SPWM逆變器的優(yōu)點是系統(tǒng)中存在電流續(xù)流過程，這就使得輸出電流的變化率較小，諧波分量比較小且便于消除，從而也會減小對外部設備相應的的諧波干擾。此外，單極性調(diào)制的倍頻現(xiàn)象使系統(tǒng)對外部的干擾減小，因此本文采用單極性調(diào)制方式。光伏逆變并網(wǎng)系統(tǒng)其實是一個有源逆變的系統(tǒng)[32]。其中UAB為并網(wǎng)逆變器輸出端電壓、Unet為公用電網(wǎng)電壓。 逆變器的并網(wǎng)矢量圖就對并網(wǎng)逆變器的輸出控制而言，目前主要有電流型控制和電壓型控制這兩種控制模式[33]。本文中的逆變并網(wǎng)系統(tǒng)采用了電流型控制模式，被控制量是并網(wǎng)逆變器的輸出電流。上述兩種方法的介紹如下：1) 間接電流控制這種方法只考慮了穩(wěn)態(tài)控制過程，并沒有將動態(tài)過程考慮進去，在穩(wěn)定工作時的電流已知IL的前提下，通過控制PWM輸出基波電壓的幅值和相位可以間接控制并網(wǎng)電流。間接電流控制法控制原理簡單并且易于實現(xiàn)，而且無需對并網(wǎng)電流進行檢測。2) 直接電流控制法需要先通過運算得到公用電網(wǎng)側(cè)交流電流指令值，然后再將交流側(cè)電流反饋引入控制系統(tǒng)，通過直接控制交流電流，使引入的反饋值跟蹤交流電流指令值[34]。相比于間接電流控制，直接電流控制的不同之處在于引入了交流電流反饋，這種控制方法的動態(tài)響應性能更佳，不過多地依賴系統(tǒng)參數(shù)，另外控制系統(tǒng)的電路也比較簡單。前兩種控制方法在實際生產(chǎn)中比較常用，以下是對這兩種方法的簡單分析：（1）電流滯環(huán)控制電流滯環(huán)控制在開關管的工作頻率比較高時，響應速度很快，負載或者電路的變化對其影響比較小。 電流滯環(huán)控制原理圖（2）三角波比較控制三角波比較控制法不能無靜差跟蹤正弦信號，同時引入積分還會產(chǎn)生電流相移，進而降低電能的質(zhì)量，采用P調(diào)節(jié)器可以一定程度上解決此類問題。 三角波比較控制原理圖系，電流iL*與并網(wǎng)電流瞬時反饋值iL先作差處理，再將差值送入控制器，調(diào)制波即為調(diào)節(jié)后的信號，將其與三角形載波比較，得到控制逆變器的SPWM信號，最后經(jīng)濾波電感濾波后得到符合并網(wǎng)要求的電流。控制器的傳遞函數(shù)G1(s)，為逆變器的傳遞函數(shù)為G2(s)，濾波器傳遞函數(shù)為G3(s)。 對逆變器的輸出端有： ()式（）中，UAB代表逆變器輸出電壓，Unet代表公用電網(wǎng)電壓，iL代表電網(wǎng)側(cè)電流，L代表濾波電感，RL代表電感串聯(lián)的等效電阻。，為 ()為了抵掉并網(wǎng)逆變環(huán)節(jié)里較大的時間常數(shù)L/R L，令 ()此時系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為： ()很顯然系統(tǒng)屬于I型系統(tǒng)。典型I型系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)一般形式為： ()按照二階最佳工程設計法設計，即令式（）中KT=。對比式（），得 本章主要介紹了并網(wǎng)逆變器SPWM控制技術的原理，對單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制過程進行了具體分析。 第4章 基于SPWM的并網(wǎng)系統(tǒng)MATLAB/Simulink仿真結(jié)合前個章節(jié)的論述和Simulink仿真軟件，可以搭建出完整的單相光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)，根據(jù)第三章節(jié)的光伏電池工程用數(shù)學模型，： 設定標準條件Sref=1000W/m2，T=25176。C)，參考光強下幵路電壓Voc變化溫度系數(shù)b=(V/176。在T=25176。根據(jù)第三章中逆變器控制策略，采用350V直流電壓源模擬直流輸入，采用交流電壓源模擬電網(wǎng)電壓，電壓峰值取311V，頻率為50Hz，輸出端濾波電感設置為5mH。由圖并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓基本做到了同頻同相，并網(wǎng)逆變器工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)，向電網(wǎng)輸送有功功率，達成了光伏并網(wǎng)逆變器的設計目標。本文針對中小型單相光伏并網(wǎng)逆變器進行了一系列的研究。然后分析了光伏電池的工程模型和基于爬山法的最大功率點跟蹤控制技術其次，對逆變控制中的SPWM技術做了介紹，對并網(wǎng)控制系統(tǒng)模塊的數(shù)學模型和電流控制中常用的控制策略進行了分析。最后，利用光伏電池工程模型搭建了光伏電池模塊，并利用PI控制器搭建了并網(wǎng)逆變器的Simulink仿真模型，得到仿真結(jié)果。論文研究中得出結(jié)論：通過控制并網(wǎng)電流，可以實現(xiàn)并入電網(wǎng)的交流電流與公用電網(wǎng)電壓頻率和相位都相同。由于個人能力有限，本課題只是實現(xiàn)了基本的一些理論基礎，只是進行了仿真實驗，沒有搭建硬件實驗平臺，也未涉及到孤島效應等方面的研究等。參 考 文 獻[1] 陳柳欽．中國低碳能源的發(fā)展方向[J]．決策咨詢，2011(6)：18．[2] 張炫炫．“十二五”期間能源結(jié)構(gòu)優(yōu)化及新能源發(fā)展對策研究[D]．山東科技大學士學位論文，2011．[3] 吳廣義．世界能源形勢熱點分析[J]．前線，2004(9)：2224．[4] Strong S J．World overview of buildingintegrated photovoltaics[C]．Conference Recoard of the Twenty Fifth IEEE. 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