【正文】 保護(hù)：監(jiān)測芯片溫度，當(dāng)溫度過高時(shí)，自動(dòng)關(guān)斷芯片，防止芯片燒毀。（c）電池反接保護(hù)：當(dāng)電池接反（正負(fù)極倒置）時(shí)，電路自動(dòng)切斷，防止芯片內(nèi)PN結(jié)隔離墻正向?qū)?，引起大電流放電而燒毀芯片。（e）輸出短路保護(hù)，監(jiān)測芯片的輸出，一旦發(fā)現(xiàn)輸出與地短接，電路自動(dòng)切斷，防止大電流放電而燒毀芯片。面對(duì)不斷升高的輸出電流需求，研發(fā)人員在提高芯片電流輸出的同時(shí)還將繼續(xù)致力于開發(fā)減小功率耗散的技術(shù)，努力保持低結(jié)溫。本論文共分為五章，第一章對(duì)國內(nèi)外電源管理技術(shù)、開關(guān)型電壓轉(zhuǎn)換器及其發(fā)展趨勢簡要介紹；第二章對(duì)芯片進(jìn)行系統(tǒng)構(gòu)建；第三章介紹設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵技術(shù)及其解決方案；第四章對(duì)DC/DC各模塊電路進(jìn)行具體設(shè)計(jì)和仿真驗(yàn)證；第五章給出整體電路主要性能指標(biāo)的實(shí)現(xiàn)；最后為結(jié)束語。167。PWM的開關(guān)頻率一般恒定，控制取樣信號(hào)有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開關(guān)器件電流。PWM開關(guān)電壓轉(zhuǎn)換器主要有電壓模式控制和電流模式控制兩種方案，兩者的基本工作原理和各自的優(yōu)缺點(diǎn)分別介紹如下。該方法與一些必要的過流保護(hù)電路相結(jié)合，至今仍然被廣泛應(yīng)用。Buck型DC/。該運(yùn)放的直流放大增益理論應(yīng)上為無窮大。即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。這就存在一個(gè)矛盾。3. 對(duì)整個(gè)閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行校正，使得閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作。2. 占空比調(diào)節(jié)可以不受限制。4. 單一反饋電壓閉環(huán)設(shè)計(jì)、調(diào)試比較容易。電壓模式控制PWM的缺點(diǎn)：1. 對(duì)輸入電壓的變化動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢。3. 輸出LC濾波器給控制環(huán)增加了雙極點(diǎn)，在補(bǔ)償設(shè)計(jì)誤差放大器時(shí)，需要將主極點(diǎn)降低，或者增加一個(gè)零點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償。 Buck型DC/DC的電流模式控制PWM反饋系統(tǒng)原理圖峰值電流模式控制簡稱電流模式控制，在七十年代后期才從學(xué)術(shù)上作深入的建模研究。Buck型DC/。因此（峰值）電流模式控制不是用電壓誤差信號(hào)直接控制PWM脈沖寬度，而是通過控制電感峰值電流間接地控制PWM脈沖寬度。峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。在數(shù)學(xué)上可以證明，將斜率為電感電流下降斜率一半以上的補(bǔ)償電流加在實(shí)際檢測電流之上升斜坡時(shí)，可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流的擾動(dòng)，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流，因而合成波形信號(hào)VΣ要由斜率補(bǔ)償信號(hào)與實(shí)際電感電流信號(hào)兩部分合成。當(dāng)輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂?。峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲(chǔ)能電路。峰值電流模式控制PWM的優(yōu)點(diǎn)在于：1. 暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快，對(duì)輸入電壓和輸出負(fù)載變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快。3. 輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術(shù)相媲美。5. 自動(dòng)均流并聯(lián)功能。容易發(fā)生亞諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生亞諧波振蕩的可能性。2. 對(duì)噪聲敏感，抗噪聲性差。3. 對(duì)多路輸出電源的交互調(diào)節(jié)性能不好。主要振蕩源是：器件開啟時(shí)引起的電流尖刺，噪聲干擾，斜率補(bǔ)償瞬態(tài)幅值不足等。綜合上述兩種PWM控制模式的優(yōu)缺點(diǎn)可以看出，盡管峰值電流模式控制PWM也有其自身的缺陷，但與傳統(tǒng)的電壓?？刂葡啾?，它仍具有明顯的優(yōu)勢，再加上斜率補(bǔ)償技術(shù)的日益成熟化，近年來峰值電流模式控制PWM已成為一種更為廣泛采用的控制方式。167。用戶可以根據(jù)不同的應(yīng)用場合，通過外部設(shè)定的方式對(duì)具體工作模式加以選取。當(dāng)負(fù)載過低時(shí)，XD2607將自動(dòng)跳過某些觸發(fā)周期，即主開關(guān)在某些周期并不導(dǎo)通以保持輸出穩(wěn)壓。當(dāng)芯片工作于突發(fā)模式時(shí)，無論負(fù)載有多輕，電感峰值電流的最低值被設(shè)為大約100mA左右。在每次突發(fā)事件之間，芯片處于休眠態(tài)。隨著輸出電壓的下降，芯片被再次喚醒，從而使功率開關(guān)按周期導(dǎo)通。如果負(fù)載很小，電路可能在絕大部分時(shí)間里處于停機(jī)狀態(tài)，僅有靜態(tài)損耗，所以效率很高。XD2607是一個(gè)高效率同步降壓型DC/DC，芯片采用恒定的工作頻率，控制方式為峰值電流模式控制PWM。這樣可以配合小型表面貼裝電感、電容，大大減小PCB板面積。芯片共有六個(gè)引腳。；。VFB反饋引腳。SW開關(guān)管到電感器的連接點(diǎn)。MODE工作模式選擇引腳。GND接地引腳。主開關(guān)（P溝道MOSFET）和同步開關(guān)（N溝道MOSFET）均集成于芯片內(nèi)部。在此期間，采樣管和采樣電阻支路對(duì)電感電流進(jìn)行采樣，采樣電壓被送至峰值電流比較器ICOMP中與峰值電流門限進(jìn)行比較。EA誤差放大器將反饋電壓與內(nèi)部帶隙基準(zhǔn)源VREF產(chǎn)生的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較后輸出誤差信號(hào)，該誤差信號(hào)用于設(shè)定電感峰值電流門限。在PMOS主開關(guān)關(guān)斷時(shí)，同步NMOS開關(guān)便會(huì)導(dǎo)通進(jìn)行續(xù)流，直至反流檢測比較器IRCMP檢測到電感電流反相或者是下一個(gè)時(shí)鐘周期到來。該頻率反饋可保證電感電流有更多的時(shí)間衰減，以防止失控。因此XD2607中還設(shè)計(jì)有過溫保護(hù)（OTDET）功能，即當(dāng)芯片結(jié)溫超過150℃時(shí)，兩功率管均被關(guān)斷，SW端將呈現(xiàn)高阻態(tài)。開關(guān)電壓轉(zhuǎn)換器的效率等于輸出功率與輸入功率之比。因此效率又可以表示為： （）其中，PPP3……表示各個(gè)部分相對(duì)于輸入功率損耗之百分比。在輕負(fù)載時(shí)，VIN靜態(tài)電流損耗會(huì)成為效率損耗的主要因素。當(dāng)柵極電位由高變低再由低變高的過程中，會(huì)有一定的電荷△Q由VIN流向地。在連續(xù)導(dǎo)通模式下有： （）式中的QT、QB分別為頂部主開關(guān)和底部同步開關(guān)的柵電荷。2. I2R損耗I2R損耗應(yīng)通過內(nèi)部開關(guān)導(dǎo)通電阻RSW和外部電感等效電阻RL來計(jì)算。這樣，從SW端看進(jìn)去的串聯(lián)電阻是主開關(guān)和同步開關(guān)MOSFET的導(dǎo)通電阻RDS(ON)T、RDS(ON)T以及占空比（D）三者的函數(shù)： ()從而有： ()其中，Io為平均輸出電流。 主要電特性指標(biāo)首先要設(shè)定芯片的絕對(duì)最大定額值。其次再設(shè)定芯片的其它主要電特性指標(biāo)。如非特別標(biāo)注，VIN＝ 符號(hào)參數(shù)測試條件Min. Typ.Max.單位IVFB反饋電流●177。177。177。177。本章對(duì)設(shè)計(jì)中的這兩項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)難點(diǎn)及解決方案加以詳盡的設(shè)計(jì)與論述。1． 斜率補(bǔ)償原理[1][3][4] 電流模DC/DC控制環(huán)路模型內(nèi)部電流環(huán)的作用就在于使開關(guān)電流IL跟隨控制電流IC的變化，該控制電流IC在原理上匯入外接電感。如電流源與阻抗器件串聯(lián)，則該阻抗器件對(duì)電流源無影響，故環(huán)路控制模型可等效為一個(gè)饋入RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)的電流源。對(duì)于不連續(xù)導(dǎo)通模式（即在主開關(guān)關(guān)斷期間，電感能量釋放為零），我們不期望的雙極點(diǎn)LC濾波特性消失。實(shí)際上，該環(huán)路增益比較低，它并不能很好地完成電流跟蹤，因此上述等效電流源的輸出阻抗有限，繼而使得電路傳輸函數(shù)更為復(fù)雜，實(shí)際上已經(jīng)證明它具有兩個(gè)極點(diǎn)，只是其中一個(gè)處于較高的頻段。主要表現(xiàn)在：　峰值電流控制方式電感電流波形（1）擾動(dòng)信號(hào)產(chǎn)生的誤差被逐漸放大，繼而導(dǎo)致系統(tǒng)失控，電源的抗干擾性能差。圖中的Vc是誤差放大器輸出的控制電壓，△I0是擾動(dòng)電流，m－m2分別代表電感電流的上升、下降斜率。電源的抗干擾性能差，不能穩(wěn)定工作。峰值電流控制型開關(guān)電源在輸出輕載或空載時(shí)，輸出電流很小或?yàn)榱?，造成電流采樣反饋回的電壓幾乎不變。?duì)于以上難點(diǎn)，可能的解決途徑有二：其一是只允許電路在小于50%占空比的情況下工作；其二便是引入斜率補(bǔ)償以實(shí)現(xiàn)電流環(huán)路的穩(wěn)定，引入以下兩種方法：其一是在控制電壓Vc上疊加斜率補(bǔ)償電壓；其二是在電流反饋電壓上疊加斜率補(bǔ)償電壓。下面以在控制電壓Vc上疊加斜率補(bǔ)償電壓為例，進(jìn)行原理設(shè)計(jì)與推導(dǎo)。其中，是斜率補(bǔ)償電壓的斜率。若選擇補(bǔ)償斜率等于電感電流下降斜率，即m＝m2，則擾動(dòng)信號(hào)在一個(gè)周期內(nèi)就可完成校正，但過補(bǔ)償又容易使電流模控制轉(zhuǎn)化為電壓?？刂?。 XD2607斜率補(bǔ)償電路原理圖2．XD2607斜率補(bǔ)償電路原理設(shè)計(jì)[5][6][7][8]?？梢钥闯鲈撔酒捎昧嗽陔娏鞣答侂妷荷席B加斜率補(bǔ)償電壓的補(bǔ)償方法。電路通過R2和R3支路對(duì)電感電流采樣，將電感電流IL轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)Vsense。斜率補(bǔ)償信號(hào)的產(chǎn)生原理較為簡單，可以利用振蕩器定時(shí)電容的電壓（詳細(xì)原理在第四章第六節(jié)給出），為便于與采樣信號(hào)疊加，將電容電壓在SLOPE模塊中轉(zhuǎn)化為電流信號(hào)Islope。電路通過電阻R3對(duì)電感電流采樣，隨著電感電流的增加，Va點(diǎn)的電位下降，電感電流的變化被轉(zhuǎn)換為R3上壓降Vsense成比例的變化，兩者關(guān)系由下式給出： （）該電壓變化量再經(jīng)過一級(jí)放大器，其增益為： （）結(jié)合（）、（），可得出最終將與補(bǔ)償斜坡電壓相疊加的電壓分量VS與電感電流之間的關(guān)系式： （）在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，主開關(guān)和采樣開關(guān)取為同類型的MOS管、R4與R5取為同類型電阻并注意W值匹配，便可以把影響采樣比例的因素減到最少。Vcap經(jīng)由一級(jí)跨導(dǎo)運(yùn)放SLOPE，輸出斜率補(bǔ)償電流Islope，Islope與Vcap之間的關(guān)系可表示如下： （）其中，gms為跨導(dǎo)運(yùn)放SLOPE的增益。對(duì)于Buck型DC/DC來說，電感電流下降斜率m2＝，再結(jié)合（）、（）、（）式可推導(dǎo)出要保持系統(tǒng)穩(wěn)定的條件： （）由式（）看出，如果需要改變斜率補(bǔ)償比例，我們只需對(duì)采樣比例Ksample做以適當(dāng)?shù)鼐驼{(diào)節(jié)，這樣大大地增強(qiáng)了電路的靈活性。這是因?yàn)殡S著占空比的增大，斜率補(bǔ)償信號(hào)的幅度也會(huì)增大，從而導(dǎo)致峰值電流門限在主開關(guān)導(dǎo)通的后期顯著下降。可以看 斜率補(bǔ)償降低電感峰值電流到斜坡補(bǔ)償電流隨著占空比的增加而增加，但門限電平卻保持不變，當(dāng)占空比達(dá)到90％時(shí)，補(bǔ)償信號(hào)將電感電流峰值減小了30％。在某些芯片中斜率補(bǔ)償早在10％占空比時(shí)就被引入，那么同樣的道理，芯片的帶載能力就會(huì)從10％占空比開始下降。但是僅僅提高門限并不是個(gè)可靠的辦法，原因有二：1. 誤差放大器輸出的控制信號(hào)會(huì)經(jīng)過一個(gè)RC濾波網(wǎng)絡(luò)，該濾波網(wǎng)絡(luò)的時(shí)常數(shù)一般都很大，那么門限控制電平將無法跟上補(bǔ)償斜坡的快速變化。 所設(shè)計(jì)的XD2607之斜率補(bǔ)償電路因此我們所需要的是一種控制電路，它能夠根據(jù)斜率補(bǔ)償信號(hào)幅值調(diào)節(jié)門限電平以保證在大占空比下電感峰值電流實(shí)質(zhì)上不變。這樣，整個(gè)電流環(huán)就可以在大占空比時(shí)對(duì)電流峰 CLAMP模塊保持電感峰值電流門限不變值進(jìn)行“補(bǔ)償”。167。必須要對(duì)這個(gè)電壓環(huán)有一個(gè)透徹的分析，從而合理地進(jìn)行電壓環(huán)路補(bǔ)償、調(diào)節(jié)控制環(huán)路的頻率響應(yīng)以保證環(huán)路的穩(wěn)定性及優(yōu)化瞬態(tài)響應(yīng)。則該閉環(huán)傳輸函數(shù)為： （）對(duì)于這個(gè)負(fù)反饋系統(tǒng)，如果同時(shí)滿足下列兩個(gè)條件，便可以在某頻率點(diǎn)ω1產(chǎn)生環(huán)路振蕩：其一，在ω1頻率下，環(huán)路的移能夠使反饋?zhàn)優(yōu)檎答?；其二，此時(shí)的環(huán)路增益大于等于1。它們?cè)诜€(wěn)定性方面起著重要的作用。一個(gè)無條件穩(wěn)定的線性系統(tǒng)，應(yīng)保證擁有6dB的增益裕度和45度的相位裕度。在p點(diǎn)將環(huán)路斷開，得到系統(tǒng)環(huán)路增益為： （） 開關(guān)電壓轉(zhuǎn)換器反饋系統(tǒng)要保證系統(tǒng)無條件穩(wěn)定，系統(tǒng)相位裕度應(yīng)大于60度，而增益裕度通常不做過多考慮[1]。1. 電壓環(huán)路建模分析[9][10][11][12][13]要對(duì)電壓環(huán)路進(jìn)行正確的分析與頻率補(bǔ)償，波特圖是最為直接、有效的途徑，關(guān)鍵在于內(nèi)部調(diào)制器工作于開關(guān)態(tài)，因此對(duì)DC/DC來說，必須對(duì)電路中的開關(guān)態(tài)工作部分進(jìn)行建模，進(jìn)而做AC分析得到波特圖，并在此基礎(chǔ)之上實(shí)現(xiàn)電壓環(huán)路頻率補(bǔ)償。采用宏模型可以在一定的精度范圍內(nèi)使其端口特性和原電路端口特性相同，但電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜程度明顯降低。XD2607建模關(guān)鍵是找出誤差放大器輸出的誤差信號(hào)與負(fù)載電流之間的關(guān)系。設(shè)電感峰值電流為Ipeak，： ()其中，VDC表示DC偏置IDC電流在峰值電流比較器同相端產(chǎn)生的直流壓降。根據(jù)（）式： ()又因?yàn)镃CM時(shí)的負(fù)載電流Iload與電感峰值電流Ipeak之間只相差恒量。對(duì)()式求導(dǎo)便可得到此時(shí)調(diào)制器的跨導(dǎo)gm（MOD）1： ()可以看出，此時(shí)的跨導(dǎo)為一恒值，設(shè)為A。主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間為： ()同步管導(dǎo)通時(shí)間為： ()又因?yàn)樨?fù)載電流與電感峰值電流之間的關(guān)系為： ()根據(jù)()、()以及()，可得： ()結(jié)合()和()，便可得到DCM時(shí)調(diào)制器的跨導(dǎo)gm（MOD）2： ()將()代入()得到： ()經(jīng)過上述推導(dǎo)，我們已經(jīng)分別得到了CCM及DCM下調(diào)制器跨導(dǎo)gm（MOD）1和gm（MOD）2，對(duì)于實(shí)際電路來說，調(diào)制器傳輸函數(shù)為連續(xù)的，則將兩段函數(shù)結(jié)合起來便最終得到了調(diào)制器模塊的傳輸函數(shù)gm（MOD），： 調(diào)制器傳輸函數(shù) ()其中， () ()將（）式代入()： ()電感的選取一般應(yīng)依據(jù)()式并取電感紋波等于最大負(fù)載電流的40％，那么對(duì)于XD2607即有ILpp＝300＝120mA。首先我們通過仿真得到對(duì)電感電流、輸入電源電壓、外圍溫度的函數(shù)曲線。、。最后再將()和()式合并就最終得到A以外圍溫度和輸入電源電壓為變量的二元函數(shù)： ()通過驗(yàn)證，函數(shù)對(duì)實(shí)際仿真曲線擬合精度在177。在宏模型的具體實(shí)現(xiàn)方面，我們采用了VeriLogA語言。input V_ERR。inout VCC。parameter real V_REF1=。real C,V_REF2,GM,I_TEMP。 V_REF2=+。 end if(V(V_ERR)=V_REF1) I_TEMP=0。amp。 I_TEMP=GM*V(V_ERR)。 I_TEMP=GM*V(V_ERR)。 I(I_OUT)+I_TEMP。有了調(diào)制器模塊宏模型，下一步便可利用AC分析測得電壓環(huán)路頻率特性，進(jìn)行頻率補(bǔ)償。該環(huán)兼