【正文】 verter)、飛跨電容型多電平逆變器(Flyingcapacitor multilevel inverter)和級聯(lián)型多電平逆變器(Cascaded multilevel inverter)。當逆變器電路需要輸出電壓較高時，開關器件的耐壓不夠，這時可以對電路拓撲結構進行改造，以使得在當前開關器件耐壓水平下，獲得更高的電壓輸出，二極管鉗位型三電平電路是最早提出的一種拓撲。 ，主開關管S1和S4不能同時導通，且S1和SS2和S4的工作狀態(tài)恰好相反，即工作在互補狀態(tài)，平均每個主開關管所承受的正向阻斷電壓為Ud/2。 二極管箝位式三電平逆變器的開關狀態(tài)和輸出電平為了分析逆變器的開關器件的換向過程，假設開關S3關斷，S1導通，開關狀態(tài)由O變?yōu)镻。與兩電平逆變器相似，在S1與S3之間需要換向時間。根據(jù)A相負載電流的方向，分兩種情況分析。假設(a)在感性負載下，換向過程中負載電流iA保持恒定。(c)所有的開關是理想開關。鉗位二極管VD1由于負載電流iA0導通。 在換向δ時刻，S3關斷，電流iA仍然保持，當S3完全關斷后，S3，S4兩端的電壓Vs3=Vs4=E/2。負載電流由VD1上換到S1上。 當iA0時，(c)所示。鉗位二極管VD2由于負載電流iA0導通。 （a）開關信號 （b）當iA0時換向過程 （c）當iA0時換向過程 開關狀態(tài)從[O]到[P]的換向過程在換相δ時刻，S3關斷，電流iA通過二極管D1，D2續(xù)流，Vs1=Vs2=0。當S3完全關斷后，S3，S4兩端的電壓Vs3=Vs4=E。負載電流仍然能通過二極管D1，D2流入直流側。同樣在開關狀態(tài)由[P]到[O]，由[N]到[O]，由[O]到[N]，也能得出同樣的結論，因此在逆變器中不存在動態(tài)分壓問題。(b)開關損耗增加一倍。器件承受的關斷電壓就是直流回路電壓的一半，三電平拓撲使得相同耐壓水平的開關器件，可以應用于中高壓的大容量變頻器。2. 三電平輸出電壓電平數(shù)增多，各級電平間的幅值變化降低，低的dv/dt對外圍電路的干擾減小，對電機的沖擊小，在開關頻率附近的諧波幅值也小。在同樣的開關頻率下，開關損耗小，效率高，這正適應高壓大容量逆變器由于開關損耗及器件性能的問題開關頻率不能太高的要求。但是二極管鉗位型三電平逆變器結構也有它固有的不足：1. 需要鉗位二極管，對三電平來說，鉗位二極管承受反壓相同，但是對于更多電平電路來說，鉗位二極管承受反壓最高為(M2)/(M1)，最低為1/(M1)，其中M為電平數(shù)。每相橋臂越靠中間的管子開通時間越長，這樣同一橋臂上管子的額定電流也會有所不同。三、異步電機轉子磁場定向控制（一）異步電機動態(tài)數(shù)學模型與坐標變換異步電動機是一個多變量，強耦合系統(tǒng)，它的數(shù)學模型由電壓方程、磁鏈方程、轉矩方程組成[25]。轉子繞組折算到定子側的電壓方程 ()式中Ua、Ub、Uc為轉子相電壓，ia、ib、ic為轉子相電流，Rr為轉子電阻，Ψa、Ψb、Ψc為轉子磁鏈。磁鏈方程的矩陣形式 ()LAA、LBB、LCC為定子繞組的自感?；ジ写磐ㄊ谴┻^氣隙的磁通，漏感磁通是只與一相繞組交鏈的磁通。由于繞組的對稱性，各相的漏感相等。轉子電阻的自感為 ()Lmr為轉子互感，Llr為轉子漏感。 （3）轉矩方程 ，為了方便起見，可以將它寫成分塊的矩陣形式 （）其中 （） （） （） （）根據(jù)機電能量轉換原理。因此，上述電磁轉矩公式完全適合用于變壓變頻器供電的含有電流諧波的三相異步電動機調(diào)速系統(tǒng)。直流電機的勵磁繞組和電樞繞組完全解耦，分析和控制都很簡單。（1）三相兩相坐標變換 三相兩相變換為三相靜止坐標系和兩相靜止坐標系間的變換。設三相繞組每相匝數(shù)為N3，兩相繞組每相匝數(shù)為N2，各相磁動勢為匝數(shù)和電流的乘積，磁動勢矢量在相應的坐標軸上。dq坐標系以同步角速度ω1旋轉。αβ坐標系上的兩相交流電流iα、iβ和dq坐標系上的兩相直流電流id、iq產(chǎn)生相等的合成磁動勢Fs，它也以同步角速度ω1旋轉。由總磁動勢相等得到 ()即 ()所以兩相旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的坐標變換矩陣為 ()兩相靜止坐標系到兩相旋轉坐標系的坐標變換矩陣為 ()（3）三相—兩相旋轉坐標變換 由三相—兩相坐標變換和兩相—兩相旋轉坐標變換可以得到三兩—兩相旋轉坐標變換的變換矩陣為 () 根據(jù)掌握的內(nèi)容可以知道，異步電機的數(shù)學模型比較復雜，而坐標變換的目的就是要簡化數(shù)學模型，異步電機的數(shù)學模型是建立在三相靜止坐標系上的，如果把它變換到兩相坐標系上，由于兩相坐標系互相在垂直，兩相繞組之間沒有磁力的耦合，僅此一點就會使數(shù)學模型簡化很多。 ，三相靜止坐標系（ABC坐標系）和兩相任意旋轉坐標系（dq坐標系）?！獌上嘧鴺俗儞Q和兩相—兩相旋轉坐標變換得到兩相任意旋轉坐標系（dq坐標系）上的數(shù)學模型[15]。（2）電壓方程 ()將磁鏈方程帶入電壓方程得到如下形式 ()電壓方程比三相靜止坐標系上的電壓方程降低了維數(shù)。同步旋轉坐標系下的電壓方程為[16]， ()磁鏈方程、轉矩方程和兩相任意旋轉坐標系下的方程是一樣的。直流電機的轉矩由正交的勵磁電流產(chǎn)生的磁場和電樞電流產(chǎn)生的磁場相互作用產(chǎn)生。由上一節(jié)可知異步電機通過坐標變換等效成直流電機，模仿直流電機的控制策略，得到直流電機的控制量，經(jīng)過相應的坐標反變換控制異步電機，就可以使交流調(diào)速系統(tǒng)和直流調(diào)速系統(tǒng)相媲美。磁場定向控制方式分為定子磁場定向、氣隙磁場低定向和轉子磁場定向，本文采用的是轉子磁場定向的控制方式[18]。這樣的兩相旋轉坐標系就為按轉子磁場定向的旋轉坐標系（MT坐標系）。當兩相同步旋轉坐標系按轉子磁場定向時，有 ()由式（）可知 ()將式（）帶入式（）中可得 ()將式（）帶入式（），并用m、t代替d、q可得 ()在同步旋轉坐標系中，同時鼠籠型電機轉子是短路的，所以式（）變?yōu)? ()將是（）帶入式（）中的后兩個式子得到 ()式中, ——轉子時間常數(shù)將式（）帶入式（），并用m、t代替d、q可得 ()由式（）得到 ()式（）和式（）構成了轉子磁場控制的基本方程。在保證ism不便的情況下，通過單獨控制ist可以實現(xiàn)對轉矩的直接控制。轉子磁場定向大體上可分為間接磁場定向控制和直接磁場定向控制兩種方法。首先測得電機的三相定子電流，經(jīng)過三相—兩相旋轉坐標變換并按轉子磁場定向，得到M、T坐標系上的電流ism、ist。ωsｌ與電機轉速ωr相加得到同步角速度ω1，對ω1積分得到磁鏈轉角θ。 ()這種模型簡單，在整個速度范圍內(nèi)都可以使用，不足之處是觀測模型受電機轉子時間常數(shù)變化的影響。計算公式如下 ()這種模型和電機轉子時間常數(shù)沒有關系，解決了間接磁場定向控制方法的不足之處。但這種模型有它自身的缺點：（1）低速時，定子電阻壓降變化的影響較大，適合于中、高速范圍。但要處理好交接速度的處理，一般交接速度n≤15%nN。可以將積分器換成低通濾波器，同時由低通濾波器產(chǎn)生的相位滯后和幅值偏差需要用轉子磁鏈的參考值補償。（三）異步電機轉子磁場定向控制系統(tǒng) 、磁鏈雙閉環(huán)控制系統(tǒng)轉子磁場定向控制的本質(zhì)是轉子磁鏈Ψr和電磁轉矩T