【正文】 了無差拍控制空載時(shí)振蕩的缺點(diǎn)，逆變器工作在一種穩(wěn)定狀態(tài)。此控制方法近年來在UPS逆變電源的波形控制中得到應(yīng)用并獲得了良好的控制效果。系統(tǒng)穩(wěn)定性和魯棒性都很好，但是由于存在一個(gè)周期輪空不調(diào)，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)特性較差。但是，變結(jié)構(gòu)控制中存在抖動(dòng)問題，使得波形跟蹤質(zhì)量較差，輸出波形不及重復(fù)控制和無差拍控制。它首先將輸入的精確量(一般為跟蹤誤差及其導(dǎo)數(shù))轉(zhuǎn)換為模糊量，然后根據(jù)專家經(jīng)驗(yàn)總結(jié)的語言規(guī)則進(jìn)行模糊推理，根據(jù)推理結(jié)果確定當(dāng)前情況下最適合的PD控制器參數(shù)，能改善系統(tǒng)對(duì)非線性負(fù)載的適應(yīng)能力。1999年，香港大學(xué)的Xiao Sun及浙大的Frank Leung等人將神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)技術(shù)應(yīng)用到逆變器輸出波形控制上。數(shù)字控制變換器在實(shí)際使用中還存在許多待解決的問題，例如：變換器開關(guān)動(dòng)作對(duì)采樣的嚴(yán)重干擾；檢測的量化誤差導(dǎo)致控制精度顯著下降；高速運(yùn)行下數(shù)字化脈寬調(diào)制時(shí)間分辨率的下降；開關(guān)功率變換器數(shù)字化的數(shù)學(xué)模型研究不夠深入等。本文的重點(diǎn)是設(shè)計(jì)一個(gè)基于DSP控制的低成本、多功能、易維護(hù)、升級(jí)方便的三相逆變電源系統(tǒng)。第二章深入研究了SPWM控制原理與模式，并針對(duì)諧波問題，采用優(yōu)良的SPWM波形采樣方案，使其諧波含量大大降低。第四章具體介紹基于TMS320LF2407A芯片的數(shù)字逆變電源軟件系統(tǒng)及系統(tǒng)流程圖的設(shè)計(jì)。逆變的直接功能是將直流電變換成交流電。電力電子開關(guān)器件的通斷，需要一定的驅(qū)動(dòng)脈沖，這些脈沖可以通過改變一個(gè)電壓信號(hào)來調(diào)節(jié)，產(chǎn)生和調(diào)節(jié)脈沖的電路通常稱為控制電路(或控制回路)。下面對(duì)各個(gè)部分做一些簡單介紹：(1)輸入電路逆變主電路輸入為直流電，若是直流電網(wǎng)(如煤礦，礦山，電車等)、蓄電池貯存的電，或者是直流發(fā)電機(jī)發(fā)出的電，或者直流電動(dòng)機(jī)和變頻調(diào)速交流電動(dòng)機(jī)制動(dòng)時(shí)再生直流電，則輸入電路包括濾波電路和EMI對(duì)策電路。(2)輸出電路輸出電路一般都包括輸出濾波電路和EMI對(duì)策電路，對(duì)直流輸出的逆變系統(tǒng)還包括輸出整流電路。對(duì)于開環(huán)控制的逆變系統(tǒng)，輸出量不用反饋到控制電路，而對(duì)于閉環(huán)控制逆變系統(tǒng)，輸出量還要反饋到控制電路。在逆變系統(tǒng)中，控制電路和逆變主電路同樣重要。若是直流輸入，則是一個(gè)或幾個(gè)DC/DC變換器：若是交流輸入，則可以采用工頻降壓、整流、線性穩(wěn)壓的方式，當(dāng)然也可以采用DC/DC變換器。因?yàn)槭请娋W(wǎng)問題，一般是可以自恢復(fù)的。一般是故障問題，最好是不可自恢復(fù)。有時(shí)是瞬間過載，所以應(yīng)是可自恢復(fù)的。屬于故障，所以應(yīng)該是不可自恢復(fù)的。當(dāng)環(huán)境溫度過高或長時(shí)間超負(fù)荷運(yùn)行，逆變器會(huì)出現(xiàn)過熱自動(dòng)保護(hù)，但冷卻系統(tǒng)應(yīng)繼續(xù)工作，在溫度降到一定值后，應(yīng)能自動(dòng)恢復(fù)工作。如變頻器、能量回饋等都是非隔離的，逆變焊接電源、通信基礎(chǔ)開關(guān)電源、UPS、加熱電源等都是隔離式逆變電路。非隔離式電壓變換電路形式有多種，是組成逆變主電路的基本形式，用它們也可以組成各種隔離式逆交主電路。在同一直流電壓輸入情況下，全橋逆變電路輸出電壓是半橋逆變電路輸出電壓的二倍，故文中逆變電源逆變器部分采用全橋逆變電路。圖21電壓型全橋逆變電路它共有四個(gè)橋臂，可以看成由兩個(gè)半橋電路組合而成。即4導(dǎo)通時(shí)關(guān)斷3；3導(dǎo)通時(shí)，關(guān)斷4。圖中VDl，Vl，VD2，V2相繼導(dǎo)通的區(qū)間，分別對(duì)應(yīng)與圖中的VDl和VD4，Vl和V4，VD2和VD3，V2和V3相繼導(dǎo)通的區(qū)間?；パa(bǔ)驅(qū)動(dòng)模式，但是功率管的實(shí)際導(dǎo)通角則與負(fù)載電流電壓相位角有關(guān)。圖22電壓型全橋逆變電路輸出波形對(duì)其電壓波形進(jìn)行定量分析，把幅值為Ud的矩形波U0展開成傅立葉級(jí)數(shù)得：u0=n=1,3,5…∞4Udπsinnωt (21)其中基波的幅值U01m和基波有效值U1分別為u01m=4Udπ= (22)U1=22Udπ= (23)于是由逆變?cè)砜芍绻刂艻GBT的開通與關(guān)斷的頻率，那么輸出電壓的頻率和IGBT的開關(guān)頻率便存在一定的對(duì)應(yīng)關(guān)系：控制IGBT的開通與關(guān)斷的占空比，那么輸出電壓的有效值也和IGBT的開關(guān)占空比便存在一定的對(duì)應(yīng)關(guān)系，因此產(chǎn)生精確控制IGBT開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)SPWM便成為了本文研究的重點(diǎn)。(1)沖量沖量(指窄脈沖的面積)相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同，即具有慣性環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同(低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異)，如圖23所示，其中u(t)為電路的輸入信號(hào)，i(t)為輸出信號(hào)。沖量即是窄脈沖的面積。如果把各輸出波形用傅立葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。上述被稱為面積等效原理，它是PWM控制技術(shù)的重要理論基礎(chǔ)。下面以最簡單的單相橋式逆變電路為例，具體說明逆變器的“逆變”過程。該圖中輸入直流電壓為E,R代表逆變器的純電阻性負(fù)載。若兩組開關(guān)S1,S4,S2,S3以頻率f交替切換工作時(shí)，負(fù)載R上便可得到頻率為f的交變電壓U0，其波形見圖25(b)，該波形為一方波，其周期T=1/f。 （b）（a）圖25 單相橋式逆變電路及其輸出波形單相正弦逆變電源中，逆變器要把市電經(jīng)整流濾波后得到的直流電或者由蓄電池提供的直流電，重新轉(zhuǎn)化為頻率非常穩(wěn)定，穩(wěn)定電壓受負(fù)載影響小的，波形畸變因數(shù)滿足負(fù)載要求的交流正弦波。采櫸實(shí)現(xiàn)SPWM調(diào)制方式可分為自然采樣法、對(duì)稱規(guī)則采樣法和不對(duì)稱規(guī)劃采樣法三種。自然采樣法原理如圖26所示，用一個(gè)基波正弦波與一個(gè)三角載波相比較，由兩者的交點(diǎn)確定逆變器開關(guān)模式。由圖25可知 （24）式(24)中，為調(diào)制度，(即為正弦波幅值與三角波幅值之比)01,的值越大,則輸出電壓越高；ω為正弦波角頻率，ω變化時(shí)，PWM脈沖序列基波頻率也隨之改變。由此可知，自然采樣法得到的數(shù)學(xué)模型并不適合由微處理器實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)控制。規(guī)則采樣法就是將自然采樣法中的正弦調(diào)制波以階梯調(diào)制波進(jìn)行擬合后一種簡化的SPWM脈沖信號(hào)發(fā)生方法，如圖27所示。這樣，三角載波與階梯波水平線段的交點(diǎn)A,B兩點(diǎn)就分別落在正弦調(diào)制波的上下兩邊，從而減少了以階梯波調(diào)制的誤差。由圖27，并根據(jù)相似三角形的幾何關(guān)系容易得出規(guī)則采樣法SPWM脈寬t2以及脈沖間隙時(shí)間t1，t3的表達(dá)式分別為t2=Tc2(1+Msinω1te) (26)t1=t3=12(Tct2) (27)式中，te為三角載波周期中心的時(shí)間值。（3）不對(duì)稱規(guī)則采樣法是既在三角波的頂點(diǎn)位置，又在底點(diǎn)位置對(duì)正弦波進(jìn)行采樣，由采樣值形成階梯波，階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬在一個(gè)三角波的周期內(nèi)的位置不對(duì)稱的采樣方法，其原理如圖28所示。k為偶數(shù)時(shí)是頂點(diǎn)采樣；k為奇數(shù)時(shí)是底點(diǎn)采樣。不對(duì)稱規(guī)則采樣法的數(shù)學(xué)模型盡管略微復(fù)雜一些，但由于其階梯波更接近于正弦波，所以諧波分量的幅值更小，在實(shí)際中得到更多的使用。三條正弦波相位差，即: （214）采用不對(duì)稱規(guī)則采樣法，則頂點(diǎn)采樣時(shí)有： （215）不對(duì)稱規(guī)則采樣法由于在一個(gè)載波周期里采樣兩次正弦波數(shù)值，該采樣值能更加真實(shí)的反映實(shí)際的正弦波數(shù)值，其輸出電壓也高于對(duì)稱規(guī)則采樣法。而DSP以其時(shí)鐘頻率可達(dá)到40MHz的優(yōu)勢，無疑解決了這個(gè)問題。 SPWM控制方式分析以單相全橋逆變電路（圖29）為例，對(duì)SPWM控制方式進(jìn)行分析研究。設(shè)負(fù)載為阻感負(fù)載，工作時(shí)V1和V2的通斷狀態(tài)互補(bǔ)，V3和V4的通斷狀態(tài)也互補(bǔ)。由于負(fù)載電流比電壓滯后，因此在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)。在負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間，仍為V1和V4導(dǎo)通時(shí)，因i0為負(fù)，故i0實(shí)際上從VD1和VD4流過，仍有Uo=Ud；V4關(guān)斷，V3開通后，i0從V3和VD1續(xù)流，Uo=0。同樣，在Uo的負(fù)半周，讓V2保持通態(tài)，V1保持?jǐn)鄳B(tài)，V3和V4交替通斷，負(fù)載電壓Uo可以得到Ud和0兩種電平。即當(dāng)輸出正半周時(shí)，輸出脈沖全為正極性脈沖；而當(dāng)輸出負(fù)半周時(shí)，輸出脈沖全為負(fù)極性脈沖。單極性SPWM控制方式指在ur和uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制開關(guān)器件的通斷。在ur處于正半周期間，VT1保持導(dǎo)通，VT2保持關(guān)斷。反之，在ur處于負(fù)半周期間，VT1保持關(guān)斷，VT2保持導(dǎo)通。當(dāng)uruc時(shí)，VT3關(guān)斷，VT4導(dǎo)通，Uo=0。ωtωtUoUdUdOOuruc圖210單極性SPWM控制方式波形所謂雙極性SPWM控制是指逆變器的輸出脈沖具有雙極性的特征。當(dāng)采用基于三角載波調(diào)制的雙極性SPWM控制時(shí)，只需要采用正、負(fù)對(duì)稱的雙極性三角載波即可。同理，當(dāng)正弦調(diào)制波信號(hào)瞬時(shí)值小于三角載波信號(hào)瞬時(shí)值時(shí)，比較器的輸出極性為負(fù),VTVT3導(dǎo)通有效，而VTVT4關(guān)斷有效，即VTVT3導(dǎo)通或VDVD3續(xù)流導(dǎo)通；同時(shí)，VT2(VD2)、VT3(VD3)關(guān)斷，此時(shí)，逆變器輸出為負(fù)極性的SPWM電壓脈沖。 urucωtωtOOuabuiui圖211雙極性SPWM控制方式波形單極性調(diào)制SPWM與雙極性調(diào)制SPWM相比，載波為全三角波的單極性調(diào)制SPWM波形的優(yōu)點(diǎn)是開關(guān)頻率是載波頻率的兩倍似極性則相等，即有倍頻的作用，易于濾波，并且每次開關(guān)管開通或關(guān)斷時(shí)，電壓跳動(dòng)幅度減小為雙極性調(diào)制SPWM的一半。因此，單極性調(diào)制SPWM波能更好的消除諧波。 DSP的事件（EV）管理器模塊介紹傳統(tǒng)的產(chǎn)生SPWM波形的方法能夠用于逆變器中實(shí)現(xiàn)幅度和頻率可調(diào)的正弦波電壓。但是當(dāng)該逆變器帶非線性負(fù)載時(shí)，電壓將發(fā)生畸變，諧波增加，嚴(yán)重影響負(fù)載的正常工作。通過應(yīng)用DSP我們可以方便的實(shí)現(xiàn)頻率很高的SPWM控制信號(hào)，從而減小濾波器的尺寸。本文采用美國德州儀器公司(TI)新近推出的一種TMS320LF2407A數(shù)字信號(hào)處理器，作為逆變電源中的核心控制部分進(jìn)行研究。TMS320LF2407A包括兩個(gè)事件管理模塊EVA和EVB，每個(gè)事件管理器模塊包括通用定時(shí)（GP）、比較單元、捕獲單元以及正交編碼脈沖電路。事件管理模塊EVA和EVB有相同的外設(shè)寄存器，不同的程序起止地址。表21事件管理模塊EVA/EVB及其信號(hào)名稱事件管理模塊EVA模塊信號(hào)EVB模塊信號(hào)GP定時(shí)器Timer1Timer2TlPWM/TlCMPT2PWM/T2CMPTimer 3Timer 4T3PWM/T3CMPT4PWM/T4CMP比較單元Compare 1Compare 2Compare 3PWM1/2PWM3/4PWM5/6Compare 4Compare 5Compare 6PWM7/8PWM9/l0PWM11/12捕獲單元Capture 1Capture 2Capture 3CAP 1CAP 2CAP 3Capture 4Capture 5Capture 6CAP 4CAP 5CAP 6正交編碼脈沖電路(Q EP)OEP 1QEP 2QEP 1QEP 2QEP 3QEP 4QEP 3QEP 4外部輸入計(jì)數(shù)方向外部時(shí)鐘TDIRATCLKINA計(jì)數(shù)方向外部時(shí)鐘TDIRB.TCLKINB資料來源：汪安民，張松燦，常春藤[M].北京：人民郵電出版社，(DSP技術(shù)實(shí)用叢書)EV模塊是形成SPWM波形的關(guān)鍵，本文采用的是EVB產(chǎn)生SPWM波形信號(hào)。定時(shí)器是事件管理器的核心模塊。它的工作方式有4種:停止/保持模式、連續(xù)增計(jì)數(shù)模式、定向增/減計(jì)數(shù)模式、連續(xù)增/減計(jì)數(shù)模式。在計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)的過程中，計(jì)數(shù)器的值都與比較寄存器CMPRx(x=4,5,6)的值作比較，當(dāng)計(jì)數(shù)器的值與其相對(duì)應(yīng)的比較寄存器的值相等發(fā)生匹配，則對(duì)應(yīng)的該相方波輸出發(fā)生電平翻轉(zhuǎn)。只要在每個(gè)三角波載波周期根據(jù)在線計(jì)算改寫比較寄存器CMPRx的值，就可實(shí)時(shí)地改變脈沖的占空比，得到完整周期的SPWM脈沖。每個(gè)事件管理模塊有兩個(gè)通用可編程定時(shí)器（GP）。通用定時(shí)器的輸入有：內(nèi)部CPU時(shí)鐘、外部時(shí)鐘TCLKINA/B，最大頻率是CPU時(shí)鐘的1/方向輸入TDIRA/B，控制通用定時(shí)器增/減計(jì)數(shù)、復(fù)位。時(shí)間管理器（EVA）模塊中有3個(gè)全比較單元（比較單元1，2和3），每個(gè)模塊的比較單元包括：3個(gè)16位的比較寄存器，他們各帶一個(gè)可讀/寫的影子寄存器；一個(gè)可讀/寫的比較控制寄存器（COMCONA對(duì)于EVA模塊，COMCONB對(duì)于EVB模塊）；一個(gè)16位的比較方式控制寄存器；6個(gè)比較PWM（三態(tài)）輸出引腳；控制和中斷邏輯。圖212比較單元結(jié)構(gòu)框圖比較輸入包括：控制寄存器的控制信號(hào)、通用定時(shí)器1和3及他們的下溢和周期匹配信號(hào)、復(fù)位信號(hào)。ACTRA寄存器中的位可以分別確定在比較匹配是每個(gè)輸出為高有效觸發(fā)（如果沒有強(qiáng)制高與低）。如果中斷不屏蔽，則產(chǎn)生外設(shè)中斷請(qǐng)求信號(hào)。俗呼出邏輯、死區(qū)單元和空間矢量PWM單元可改變比較單元在比較模式下的輸出。PWM的特性如下：（1）16位寄存器；（2）有從0到16μs的可編程死區(qū)發(fā)生器控制PWM輸出對(duì)；（3）最小的死區(qū)寬度為1個(gè)CPU時(shí)鐘周期；（4）對(duì)PWM頻率的變動(dòng)可根據(jù)需要改變PWM的載波頻率；（5）在每個(gè)PWM周期內(nèi)以及之后可根據(jù)需要改變PWM脈沖的寬度；（6）外部可屏蔽的功率驅(qū)動(dòng)保護(hù)中斷；（7）脈沖形式發(fā)生器電路，用于可編程的對(duì)稱、非對(duì)稱以及4個(gè)空間矢量PWM波形產(chǎn)生；自動(dòng)重裝載的比較和周期寄存器使CPU的負(fù)擔(dān)最小。PWM波形產(chǎn)生的原理如圖213所示，包括非對(duì)稱波形發(fā)生器、可編程的死區(qū)單元(DBU)、輸出邏輯、空間矢量PWM狀態(tài)機(jī)。利用LF2407的事件管理器EVB產(chǎn)生3對(duì)(