高效音頻功率放大電路設(shè)計-在線瀏覽
2024-10-29 18:23本頁面
【正文】 電子的興起， D 類音頻功率放大器才重新受到重視。與 AB類放大器相比， D類放大器需要更小的電源電流，因此具有更長的電源使時間或者更低的電源使用成本；另外，D 類放大器更低的發(fā)熱量使得更小的封裝成為可能，同時去掉 AB 類放大器中所使用的降溫設(shè)備。另外，在一些特殊的應(yīng)用場合，例如需要設(shè)計輸出功率為 10W 的音頻功率放大器， A 類 B 類放大器過低的電源效率，將會使電源產(chǎn)生的功率 50%以上都消耗在電路里并以發(fā)熱的形式散發(fā)出去，因此，對于高輸出功率放大器而言，使 用 A類和 AB 類放大器將會產(chǎn)生極高的器件溫度，必須使用特殊的封裝同時配備降溫設(shè)備，這將占用系統(tǒng)大部分體積。 D 類功率放大器雖然不能提供線性調(diào)制，但是它可以得到高效率并不會對器件產(chǎn)生過高的電壓和電流。 從以 上各類放大器的討論可知，影響放大器效率的基本因素是無信號時的直流功率損耗。為此，要提高效率則應(yīng)降低靜態(tài)工作點。如果輸入波形邊沿很陡直，降低工作點后，對導(dǎo)通角影響很小，那么失真變化不大而效率又可以提高，波形陡直的極端狀態(tài)類似為矩形波，這種波形，無論偏置如何變化，由于前后沿是垂直升降的，導(dǎo)通狀態(tài)都不會變化，這樣就誕生了工作于脈沖放大狀態(tài)的 D 類放大器。事實 上由于關(guān)斷時器件尚有微小漏電流，而導(dǎo)通時，器件并未完全短路，尚有一定管壓降，故存在較少直流損耗，實際效率在 80 一 90%。 正是由于 D 類放大器的效率高， 100 瓦輸出的設(shè)備，直流功耗就十幾瓦，故散熱器就幾個平方厘米，電路板可作的很小，大大減少了體積重量。 由于 D 類音頻功率放大器與傳統(tǒng)的模擬功放相比，具有體積小，效率高，相對低的失真，所以具有廣闊的發(fā)展前景。功率放大器的電源電壓為 +5V（電路其他部分的電源電壓不限），負載為 8Ω電阻。 b．最大不失真輸出功率≥ 1W。 d．低頻噪聲電壓 (20kHz 以下 )≤ 10mV，（電壓放大倍數(shù)為 輸入端對地交流短路時測量） e．在輸出功率 500mW 時測量的功率放大器效率 (輸出功率 /放大器總 功耗 )≥ 50％。 說明 采用開關(guān)方式實現(xiàn)低頻功率放大 (即 D類放大 )是提高效率的主要途徑之一， D類放大原理框圖如下圖所示。 圖 D 類放大原理框圖 方案論證 根據(jù)設(shè)計任務(wù)的要求，采用 D 類功率放大器。 高效 D 類功率放大器實現(xiàn)電路的選擇本題目的核心就是功率 放大器部分，采用何種電路形式以達到題目要求的性能指標，這是關(guān)鍵。 方案二：采用圖 3 所示方式來實現(xiàn)。若合理的選擇器件參數(shù)，可使其能在較低的電壓下工作，故選用此方案。電路輸出載波峰 峰值不可能超過 5V 電源電壓，最大輸出功率遠達不到題目的基本要求。此方式可充分利用電源電壓，浮動輸出載波的峰 峰值可達 10 V，有效地提高了輸出功率，且能達到題目所有指標要求，故選用此輸出電路形式。 為提高功率放大器的效率和輸出功率，開關(guān)管的選擇非常重要，對它的要求是高速、低導(dǎo)通電阻、低損耗。晶體三極管需要較大的驅(qū)動電流，并存在儲存時間，開關(guān)特性不夠好，使整個功放的靜態(tài)損耗及開關(guān)過程中的損耗較大；IGBT 管的最大缺點是導(dǎo)通壓降太大。 VMOSFET 管具有較小的驅(qū)動電流、低導(dǎo)通電阻及良好的開關(guān)特性，故選用高速 VMOSFET 管。缺點是負載上的高頻載波電壓得不到充分衰減。 電路呢？ 信號變換電路 由于采用浮動輸出，要求信號變換電路具有雙端變單端的功能，且增益為 1。 方案二：由于功放輸出具有很強的帶負載能力，故對變換電路輸入阻抗要求不高，所以可選用較簡單的單運放組成的差動式減法電路來實現(xiàn)。 圖 方案二：由于功放輸出 信號不是 Hz 頻帶內(nèi)的任意波形，故必須采單一頻率，而是 20 k 用真有效值變換電路。 再用 A/D 轉(zhuǎn)換器采樣該有效值，直接用單片機計算平均功率 (原理框圖如圖 所示）。圖 為工作波形示意，其中（ a）為輸入信號； (b)為鋸齒波與輸入信號進行比較的波形； (c)為調(diào)制器輸出的脈沖 (調(diào)寬脈沖 )； (d)為功率放大器放大后的調(diào)寬脈沖； (e)為低通濾波后的放大信號。該電路我們采用滿幅運放 TLC4502 及高速精密電壓比較器LM311 來實現(xiàn) (電路如圖 10 所示 ？ )。 載波頻率的選定既要考慮抽樣定理，又要考慮電 路的實現(xiàn)，選擇 150 kHz 的載波，使用四階 BultterworthLC 濾波器，輸出端對載頻的衰減大于 60dB，能滿足題目的要求，所以我們選用載波頻率為 150 kHz。若選定R10 為 100 kΩ，并忽略比較器高電平時 R11 上的壓降，則 R9的求解過程如下： 取 R9 為 39 kΩ。 Vc4 的最大值為 2V，則 取 C4=220 pF， R7=10kΩ， R6采用 20 kΩ可調(diào)電位器。 圖 比較器 選用 LM311 精密、高速比較器，電路如圖 所示，因供電為 5V 單電源，為給 V+=V提供 的靜態(tài)電位，取 R12=R15， R13=R14， 4個電阻均取 10 kΩ。 前置放大器電路 如圖 所示。當功放輸出的最大不失真功率為 1W 時，其 8Ω上的電壓 Vpp=8V，此時送給比較器音頻信號的 Vpp值應(yīng)為 2V，則功放的最大增益約為 4（實際上，
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