【正文】 當(dāng) APF 同時(shí)用于補(bǔ)償諧波和無(wú)功功率時(shí)就需要同時(shí)檢測(cè)出諧波和無(wú)功電流在這種情況只需斷開(kāi)圖 43 中計(jì)算 q 的通道即可這是由 p 的直流分量即開(kāi)檢測(cè)出基波的有功分量 f 為 圖 43 pq 運(yùn)算方式的原理圖 410 將與 f 相減即可得出的諧波分量和基波無(wú)功分量之和 當(dāng) 電網(wǎng)電壓有畸變時(shí)采用 pq 算法會(huì)使得計(jì)算所得到的諧波電流與實(shí)際的諧波電流之間存在差別 ipiq 電流檢測(cè)法 根據(jù)瞬時(shí)無(wú)功功率理論可推導(dǎo)出瞬時(shí)有功電流和瞬時(shí)無(wú)功電流的表達(dá)式為 411 其中 由上式可得出電流檢測(cè)法原理如圖 44 所示 44 檢測(cè)法原理 該方法中需要與 A相電網(wǎng)電壓同相位的正弦信號(hào) sin ω t和對(duì)應(yīng)的余弦信號(hào)cos ω t它們由一個(gè)鎖相環(huán) PLL和一個(gè)正余弦信號(hào)發(fā)生電路得到其中 PLL主要起同步作用當(dāng)檢測(cè)到過(guò)零上升的時(shí)啟動(dòng)正余弦表包括 cos ω t 的值使其形成一個(gè)矩陣 C根據(jù) 411式計(jì) 算出在經(jīng)過(guò) LPF濾波可得出的直流分量這里是由產(chǎn)生的因此由反變換計(jì)算出為 412 圖 44 只是檢測(cè)諧波電流時(shí)的情況當(dāng)檢測(cè)諧波和無(wú)功電流之和時(shí)只需 斷開(kāi)圖 34 中的通道即可由即可計(jì)算出被檢測(cè)電流的基波有功分量為為 413 將與相減即可得出的基波分量和基波無(wú)功分量 與 pq 檢測(cè)法相 檢測(cè)法不僅適用于三相不對(duì)稱(chēng)公用電網(wǎng)而且對(duì)電網(wǎng)電壓畸變也有效 dq 檢測(cè)法 dq 檢測(cè)法的原理如圖 44 所示先將瞬時(shí)三相電流變換到 dq 坐標(biāo)上為 414 d 軸電流直流分量 id 與負(fù)載基波有功功率相對(duì)應(yīng) q 軸電流直流分量與負(fù)載基波無(wú)功功率相對(duì)應(yīng) d 軸電流交流分量 id 和 q 軸電流交流分量分別與高次諧波的有功功率和無(wú)功功率相對(duì)應(yīng)故 id 和經(jīng)低通濾波器 LPF 后即得到與基波對(duì)應(yīng)的有功分量和無(wú)功分量 0 軸分量與基波不對(duì)稱(chēng)功率相對(duì)應(yīng) 圖 45 dq 檢測(cè)法原理圖 當(dāng)用低通濾波器 LPF濾除所有交流諧波后其直流成分通過(guò) dq反變換即可得基波電流用減去即可得到三相諧波電流當(dāng)還要檢測(cè)出無(wú)功電流時(shí)只需斷開(kāi)圖 45中通道即可與 檢測(cè)法相比基于同步旋轉(zhuǎn) Park變換的 dq法簡(jiǎn)化了對(duì)稱(chēng)無(wú)畸變情況下的電流增量檢測(cè)同時(shí)也適用 于不對(duì)稱(chēng)有畸變情況下的電流增量檢測(cè) 43 主電路設(shè)計(jì) 系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu) 由于本文所設(shè)計(jì)的有源電力濾波器主要是針對(duì)三相三線制接線的負(fù)荷因此我們?cè)O(shè)計(jì)的 APF 也需要采用三相三線制主電路圖 46 所示為三相三線制 APF 的主電路結(jié)構(gòu) 圖 46 并聯(lián)型 APF 的主電路結(jié)構(gòu) 主電路參數(shù)的設(shè)計(jì) 1 直流側(cè)電壓的確定為了能夠有效的對(duì)諧波進(jìn)行補(bǔ)償直流側(cè)電壓需 要滿(mǎn)足式 415 的要求即最小應(yīng)該大于交流側(cè)相電壓峰值的 3 倍否則 可能發(fā)生補(bǔ)償電流不按要求變化的情況 在此基礎(chǔ)上越大變化越快但是過(guò)大將使裝置容量增加且 器件的耐 壓要求很高一般有 415 本文選取 800V 2 交流側(cè)電感的確定電感值越小變化越快值越大變化越慢對(duì)諧波電流進(jìn)行有效補(bǔ)償通常要求 416 其中 417 為補(bǔ)償指令電流信號(hào)最大值又取 03～ 04時(shí)諧波補(bǔ)償?shù)男Ъ驯疚闹羞x取 LC＝1mH 3 補(bǔ)償裝置容量 SC 的確定變流器的容量與補(bǔ)償電流大小有關(guān)即與補(bǔ)償對(duì)象的容量和補(bǔ)償?shù)哪康挠?關(guān) SC 可由下式確定 418 在只補(bǔ)償諧波時(shí) IC ILH 對(duì)于三相橋式全控整流器 IL≈ ILH 故補(bǔ)償容 量約為補(bǔ)償對(duì)象容量的 25 當(dāng)在補(bǔ)償諧波的同時(shí)還需要補(bǔ)償無(wú)功時(shí)要求的容 量將比只補(bǔ)償諧波時(shí)大并且與三相整流橋的最大觸發(fā)延遲角有關(guān) 4PWM 變流器開(kāi)關(guān)時(shí)間的確定經(jīng)過(guò)分析可以得出如下結(jié)論越長(zhǎng)越大越短紋波越小的長(zhǎng)短還決定了變流器能補(bǔ)償?shù)闹C波最高及對(duì)開(kāi)關(guān)器件工作頻率的要求設(shè)開(kāi)關(guān)器件所支持的最大開(kāi)關(guān)頻率則有 419 對(duì)于 20KHz 的開(kāi)關(guān)器件有 ≥ 50ms 本文中開(kāi)關(guān)頻率為 128KHz 開(kāi)關(guān)器件的選擇及其外圍電路設(shè)計(jì) 作為有源電力濾波器逆變器的核心元件即開(kāi)關(guān)器件有幾種可供選擇的器件如 MOSFET管 IGBTGTOIGCT以及 IEGT等它們的選擇首先應(yīng)滿(mǎn)足開(kāi)關(guān)頻率和器件容量的要求當(dāng)單個(gè)器件無(wú)法滿(mǎn)足容量要求時(shí)可考慮采用器件的串并聯(lián)或主電路的多重化等方法其次再考慮它們的價(jià)格器件的種類(lèi)確定后再確定其額定參數(shù)其中額定電壓由直流側(cè)電 壓決定并考慮適當(dāng)?shù)陌踩Ａ款~定電流由補(bǔ)償電流決定本系統(tǒng)選擇選擇耐壓為 1200 V 限流為 50A的 IGBT 作為三相全控橋電路的開(kāi)關(guān)器件 智能功率模塊 IPM Intelligent Power Module 是由絕緣柵雙極型晶體管 IGBT 單元構(gòu)成的其具有集成度高體積小的特點(diǎn)其內(nèi)部不僅封裝了門(mén)極驅(qū)動(dòng)控制電路而且還有故障檢測(cè)電路和各種保護(hù)電路能實(shí)現(xiàn)過(guò)熱保護(hù)過(guò)流保護(hù)短路保護(hù)及控制電源欠壓保護(hù)等功能 高速低功率的 IGBT 芯片和優(yōu)選的門(mén)極驅(qū)動(dòng)及保護(hù)電路構(gòu)成的 IPM 具有開(kāi)關(guān)速度快功耗低的特點(diǎn) IPM 內(nèi)置的驅(qū)動(dòng)和保護(hù)電路使系 統(tǒng)硬件簡(jiǎn)單可 靠縮短了系統(tǒng)開(kāi)發(fā)時(shí)間也提高了故障下的自保護(hù)能力模塊中每個(gè) IGBT 的 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)了最佳驅(qū)動(dòng)條件與普通 IGBT 模塊相比 IPM 在系統(tǒng)性能及可靠性方面都有進(jìn)一步的提高 本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)使用日本東芝公司生產(chǎn)的 IPMMIG50Q7CSA0X作為 PWM變流器的主電路在 IPM模塊內(nèi)部封裝了 7個(gè) IGBT工作在 1200V50A條件以下其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖 37 所示 圖 47 IPM 模塊 MIG75Q7CSA0X 內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖 IPM 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì) IPM 對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的輸出電壓要求嚴(yán)格具體如下 1．驅(qū)動(dòng)電壓的范圍為 1 士 10 15V 電壓低于 135V 將發(fā)生欠壓保護(hù)電壓高于 165V 將可能損壞內(nèi)部部件 2．驅(qū)動(dòng)電壓相互隔離以避免地線噪聲干擾共需 4 組獨(dú)立驅(qū)動(dòng)電源上橋臂側(cè)3 組獨(dú)立下橋臂側(cè) 1 組公用 3． IPM 接口電路須采用光耦光耦輸出腳和 IPM 引腳之間的走線應(yīng)盡量短 要采用具有高共模抑制比的高速光耦 4．驅(qū)動(dòng)電流可以參考器件給出的 20kHz 驅(qū)動(dòng)電流要求根據(jù)實(shí)際的開(kāi)關(guān)頻率加以修正 PWM 驅(qū)動(dòng)電路所提供的 6 路 PWM 信號(hào)經(jīng)過(guò) IPM 模塊轉(zhuǎn)化成適合驅(qū)動(dòng) IGBT 的柵極電流從而控制三相全控橋電路的工作因?yàn)?DSP 開(kāi)發(fā)板上集成的 PWM輸出端口光耦電源為 5V 而 IPM 驅(qū)動(dòng)電源需要 15V 所以需要進(jìn)行相應(yīng)轉(zhuǎn)換開(kāi) 發(fā)板 PWM 輸出雖然已經(jīng)使用高速光耦 6N137 進(jìn)行隔離但由于光耦均由同一5V 電源供電因此 6路 PWM輸出信號(hào)共地在接入 IPM前需要再經(jīng)過(guò)一組高速光耦 進(jìn)行隔離上橋臂三路驅(qū)動(dòng)電路除各自使用一個(gè)獨(dú)立的 15V 電源外其余完全相同其中上橋臂一路 U 驅(qū)動(dòng)電路如圖 38 所示 圖 38 IPM 上橋臂 U 相驅(qū)動(dòng)電路 下橋臂三路驅(qū)動(dòng)電路除共用一路 15V 電源外其余與上橋臂驅(qū)動(dòng)電路相同在內(nèi)置制動(dòng)單元的 IPM 中當(dāng)不使用制動(dòng)時(shí)應(yīng)將輸入端子 IN B 接 20k 的上電 阻連于 15V 否則 dV／ dt 可 能引起誤動(dòng)作并將 B 端子接到 N 或 P 電位上免 在懸空狀態(tài)下使用 另外電源上電時(shí)應(yīng)先接通控制電源 15V 然后再加主電源如果先上主電 源則可能在保護(hù)功能還未起作用時(shí) IPM 已損壞 IPM 保護(hù)電路設(shè)計(jì) IPM 內(nèi)建的保護(hù)電路可以提供 4 種保護(hù)功能過(guò)流保護(hù) OC 短路保護(hù) SC 欠壓保護(hù) UV 和過(guò)熱保護(hù) OT IPM 的內(nèi)部電流傳感器不斷地檢測(cè)通過(guò) IGBT 的電流當(dāng)電流超過(guò)過(guò)流門(mén)限 OC 并持續(xù) 5 μ s 以上時(shí)或超過(guò)短路門(mén)限 SC 時(shí)保護(hù)電路關(guān)斷 IPM 同時(shí)輸出一個(gè)故障信號(hào)低電平當(dāng) IGBT電流降到過(guò)流門(mén)限 OC以下并持續(xù) 2ms時(shí)保 護(hù)電路撤銷(xiāo)封鎖 IGBT 繼續(xù)正常工作 IPM內(nèi)部控制電路使用隔離的 15V直流電源如果該電源降到欠壓門(mén)限 Uvt約12V 以下并持續(xù) 5 μ s 以上時(shí) IPM 被關(guān)斷并發(fā)出故障信號(hào)低電平當(dāng)電壓回升到Uvr 約 125V 以上時(shí) IPM 恢復(fù)工作 安裝在 IPM 底板的溫度傳感器監(jiān)測(cè)底板溫度當(dāng)溫度上升到過(guò)熱門(mén)限 OT 通 常是 110℃以上時(shí)輸出故障信號(hào)保護(hù)電路工作并一直持續(xù)到過(guò)熱結(jié)束 95 ℃以下在功率驅(qū)動(dòng)電路中保護(hù)電路是必不可少的完善的系統(tǒng)保護(hù)不能只依靠 IPM的內(nèi)部保護(hù)功能需要輔助外圍的保護(hù)電路電路 IPM內(nèi)部的保護(hù)電路在 IPM發(fā)生故障時(shí)會(huì)通過(guò) 故障輸出引腳輸出一個(gè)故障信號(hào)外圍的保護(hù)就是基于對(duì)故障信號(hào)的處理 如圖 49 所示 IPM 的故障輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)光耦隔離輸出進(jìn)入 4 輸入端與門(mén) 最終接 DSP中控制 PWM輸出的 PDPINTA引腳一旦四路故障信號(hào)中任一路有輸 出 DSP 的 PWM 輸出將復(fù)位為高阻狀態(tài)從而封鎖 IPM 的控制信號(hào)關(guān)斷 IPM 起到保護(hù)作用 圖 49 IPM 保護(hù)電路圖 44 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì) 并聯(lián)型有源電力濾波器的目的是控制逆變器使其輸出電流跟蹤所需補(bǔ)償?shù)姆蔷€性負(fù)荷的諧波電流目前有源電力濾波器的輸出電流控制方法主要有三角載波線性控制法滯環(huán)比較控制法無(wú)差 拍控制法電壓矢量控制法等下面先對(duì)幾種電流控制方法做簡(jiǎn)單的介紹再著重介紹本文采用的控制方法的具體設(shè)計(jì) 流控制方法 滯環(huán)比較控制法原理如圖 410 所示該方法的基本原理是以補(bǔ)償電流信號(hào)的參考值為基準(zhǔn)設(shè)計(jì)一個(gè)滯環(huán)帶當(dāng)實(shí)際的補(bǔ)償電流欲離開(kāi)這一滯環(huán)帶時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)動(dòng)作使實(shí)際補(bǔ)償電流保持在滯環(huán)帶內(nèi)圍繞其參考值上下波動(dòng)該方法把補(bǔ)償電流的指令信號(hào)與實(shí)際的補(bǔ)償電流信號(hào)進(jìn)行比較兩者的偏差 △作為滯環(huán)比較器的輸入通過(guò)滯環(huán)比較器產(chǎn)生控制主電路開(kāi)關(guān)的 PWM信號(hào)該 PWM信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路來(lái)控制開(kāi)關(guān)的通斷從而控制補(bǔ)償電流的變化 圖 410 滯環(huán)電流控制法原理與輸出特性圖 由其基本原理可知系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)頻率響應(yīng)速度和電流跟蹤的精確度均受滯環(huán)帶的影響當(dāng)滯環(huán)帶窄時(shí)響應(yīng)速度快精確度高但開(kāi)關(guān)頻率也較高導(dǎo)致開(kāi)關(guān)損耗增加該方法的主要缺點(diǎn)是調(diào)制頻率隨輸入信號(hào)變化給濾波器的設(shè)計(jì)帶來(lái)困難另外造成較大的脈動(dòng)電流和開(kāi)關(guān)噪聲對(duì)于無(wú)中線連接的三相逆變器三相間的控制不獨(dú)立會(huì)產(chǎn)生相間干擾針對(duì)基本滯環(huán)控制的上述缺陷很多近期的研究文章提出了各種改進(jìn)措施如在基本滯環(huán)控制中使用電流解相技術(shù)解決三相之間的相間干擾問(wèn)題推薦一種常頻變帶寬的滯環(huán)控制方法等這些方法使滯環(huán)控制有了很大 的改進(jìn) 三角波控制 三角波控制方法的原理如圖 411 所示它是最簡(jiǎn)單的一種控制方式它是將指令電流與補(bǔ)償電流的偏差△經(jīng)放大器 A 放大后再與三角波比較所得到的矩形脈沖作為變流器各開(kāi)關(guān)元件的控制信號(hào)從而在變流器輸出端獲得所需的波形放大器 A 往往采用比例放大器或比例積分放大器這樣組成的一個(gè)控制系統(tǒng)是基于把△控制為最小來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)的該方法較適合模擬電路控制 圖 411 三角波控制方法原理圖 該控制方法的優(yōu)點(diǎn)是動(dòng)態(tài)響應(yīng)好開(kāi)關(guān)頻率固定實(shí)現(xiàn)電路簡(jiǎn)單缺點(diǎn)是輸出波形中含有與三角載波相同頻率的諧波跟隨誤差較大開(kāi)關(guān)損耗較大且開(kāi)關(guān)頻率固定在大功率應(yīng)用中受到限制 無(wú)差拍控制 該控制法是一種采用數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)的預(yù)測(cè)控制方法它以電流誤差等于零為目標(biāo)根據(jù)第 K 個(gè)時(shí)刻的補(bǔ)償電流參考值和實(shí)際值計(jì)算第 K1 時(shí)刻的電流參考值及各種開(kāi)關(guān)狀態(tài)下的逆變器電流輸出值選擇使電流誤差最小的開(kāi)關(guān)模式作為第 K1時(shí)刻的開(kāi)關(guān)狀態(tài)該方法的優(yōu)點(diǎn)是能夠快速響應(yīng)電流的突然變化特別適合快速暫態(tài)控制缺點(diǎn)是計(jì)算量大而且對(duì)系統(tǒng)參數(shù)依賴(lài)性較大近年來(lái)隨著微機(jī)控制技術(shù)的不斷發(fā)展以及數(shù)字信號(hào)處理器 DSP 運(yùn)算速度的不斷提高無(wú)差拍控制法及其它快速優(yōu)化控制法在有源濾波器中得到進(jìn)一步的應(yīng)用 基于空間矢量的電壓控制 前面的三種方法都是對(duì) APF 的電流進(jìn)行跟蹤控制而本節(jié)要介紹的控制方法是通過(guò)控制有源電力濾波器的輸出電壓使其輸出電流跟蹤參考電流的變化因此該控制方法稱(chēng)為電壓控制方法目前用于 APF的電壓控制方法很多如空間矢量 PWM控制預(yù)估電流 PWM控制無(wú)差拍 PWM控制自適應(yīng) PWM控制等本節(jié)將主要介紹本文所采用的控制策略基于空間矢量的電壓控制圖 312為 APF的三相電壓逆變