【正文】 LC 濾波器串聯(lián) 與 LC 濾波器混合使用 有源電力濾波器 串并聯(lián)型 并聯(lián)型 串聯(lián)型 單獨(dú)使用 兩段電容 LC 串聯(lián)諧振式 單獨(dú)使用 與 LC 濾波器并聯(lián) 電感和電容式 LC 并聯(lián)諧振式 與 LC 濾波器混合使用 注入電路方式 與旋轉(zhuǎn)電機(jī)并用 預(yù)處理 預(yù)處理 采樣保 持 AD 轉(zhuǎn)換 微處 理器 CT PT APF 諧波 電流源 諧波 電壓源 APF PT 開關(guān)器件 驅(qū)動(dòng)板 控制算法處理部分 觸發(fā)脈沖 發(fā)生部分 變流器 比較器 三角波 發(fā)生電路 PI PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào) ic icr ic DSP 控制芯片 PWM 脈沖發(fā)生 開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)板 APF 交流器 DSP 算法控制器 液晶顯示及控制面板 單片機(jī) DSP 脈沖發(fā)生器 雙口 RAM 開關(guān)驅(qū)動(dòng)模塊 雙口 RAM AD 電源 非線性負(fù)載 指令電流源算電路 電流跟蹤控制電路 主電路 驅(qū)動(dòng)電路 PI 控制 udc △ ip 。 4200HZ 以上 同時(shí) AD 轉(zhuǎn)換的精度應(yīng)該滿足要求通常在 12 位以上 控制系統(tǒng) 有源電力濾波器的控制系統(tǒng)及選用的控制算法是其濾波效果好壞的關(guān)鍵 APF 的控制系統(tǒng)主要由模擬控制系統(tǒng)數(shù)字控制系統(tǒng)以及數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)三類近年來隨著微電子技術(shù)的快速發(fā)展各種數(shù)字芯片的性能大大提高因此有源電力濾波器的控制系統(tǒng)逐步由模擬控制系統(tǒng)轉(zhuǎn)化為模擬數(shù)字混合控制及數(shù)字控制系統(tǒng) APF控制系統(tǒng)一般由控制算法和觸發(fā)脈沖產(chǎn)生兩個(gè)部分組成如圖 35所示其中控制算法處理部分對(duì)諧波 檢測(cè)環(huán)節(jié)送來的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理并與 APF 產(chǎn)生的諧波比較根據(jù)其差值采用一定的控制方法產(chǎn)生適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)脈沖信號(hào)給觸發(fā)脈沖發(fā)生部分由于微處理器的能力很強(qiáng)能夠完成 APF 所需要的諧波檢測(cè)并產(chǎn)生所需補(bǔ)償?shù)膮⒖贾C波信號(hào)而如果采用模擬電路則非常繁瑣算法與參數(shù)的調(diào)整也很不方便因此 APF 這一部分一般采用微處理器來實(shí)現(xiàn) 圖 35 有源電力濾波器的控制系統(tǒng) 所謂的數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)通常是在獲取參考諧波信號(hào)后通過模擬電路實(shí)現(xiàn)諧波跟蹤并產(chǎn)生控制有源電力濾波器所需的 PWM 脈沖與數(shù)字電路相比采用模擬芯片來實(shí)現(xiàn)一般的諧波跟蹤和 PWM 脈沖控制具 有更快的速度和更高的分辨率圖 36 為 APF 中經(jīng)常采用的一種數(shù)字模擬混合控制系器的模擬部分其中參考電流信號(hào)有微處理器通過 DA 轉(zhuǎn)換變成模擬信號(hào)送到模擬控制部分 圖 36 APF 中的模擬控制部分 所謂數(shù)字模擬混合控制系統(tǒng)通常是在獲取參考諧波信號(hào)之后通過模擬電路實(shí)現(xiàn)諧波跟蹤并產(chǎn)生控制 APF所需的 PWM脈沖因?yàn)榕c數(shù)字電路相比采用模擬芯片來實(shí)現(xiàn)一般的諧波跟蹤 通常為比例積分 PI 控制 和 PWM 脈沖控制具有更快的速度和分辨率但隨著微電子技術(shù)的快速發(fā)展通過專門電路或可編程邏輯器件產(chǎn)生PWM脈沖已經(jīng)非常方便而且在速度和分辨率方 面有了顯著的提高因此 APF的控制系統(tǒng)已經(jīng)逐步變成純數(shù)字控制系統(tǒng)由于 DSP芯片本身帶有 PWM脈沖產(chǎn)生部分因此采用單片的 DSP 就可以實(shí)現(xiàn) APF 的控制系統(tǒng)其結(jié)構(gòu)如圖 37 所示 圖 37 基于單 DSP 的 APF 的控制系統(tǒng) 目前為了滿足有源電力濾波系統(tǒng)控制實(shí)時(shí)性要求工程應(yīng)用中大都采用雙DSP或 DSPFPGA 現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯陣列 的數(shù)字化控制方案其結(jié)構(gòu)如圖 28所示基于雙 DSP的 APF可以完成復(fù)雜的控制算法產(chǎn)生精確的控制脈沖同時(shí)該方法靈活簡(jiǎn)單只需要修改程序即可以改變脈沖發(fā)生器的功能有很好的通用性這種控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖 38 所示 圖 38 基于雙 DSP 的 APF 控制系統(tǒng) 主電路 由于本文主要是研究基于電壓源變流器的主電路結(jié)構(gòu)按照電力系統(tǒng)應(yīng)用需要一般可以分為三相三線制結(jié)構(gòu)和三相四線制結(jié)構(gòu)兩種電壓型 APF 效率高初期投資少可任意并聯(lián)擴(kuò)容易于單機(jī)小型化適用于電網(wǎng)級(jí) 電壓型 APF直流側(cè)接有大電容正常工作時(shí)其電壓基本不變可看作電壓源但為保持直流側(cè)電壓不變需對(duì)該電壓進(jìn)行控制電壓型 APF 交流側(cè)輸出電壓為 PWM 方波 圖 39 三相三線結(jié)構(gòu)電壓型 APF 34 三相并聯(lián)型電壓型有源電力濾波器的基本原理 并聯(lián)型有源電力濾波器的系統(tǒng)框圖如圖 310 所示 電感電容等電路元件均包含在主電路中 其工作原理為指令電流運(yùn)算電路在檢測(cè)到負(fù)載電流后通過運(yùn)算把負(fù)載電流信號(hào)中的諧波電流無功電流及負(fù)序電流和零序電流檢測(cè)出來然后把這些電流信號(hào)轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的變流器觸發(fā)信號(hào)再通過電流跟蹤控制電路形成觸發(fā)脈沖去驅(qū)動(dòng)變流器使變流器產(chǎn)生的電流為上述電流之和極性相反再回注入電網(wǎng)則電網(wǎng)中的諧波電流無功電流負(fù)序電流和零序電流被抵消為零只剩下基波有功正序電流 圖 310 并聯(lián)型 APF 的系統(tǒng)框圖 其中 APF 的補(bǔ)償電流是由主電路中的直流側(cè)電容電壓與交流側(cè)電源電壓的差值作用于電感上產(chǎn)生的主電路的工 作情況是由主電路中 6 組開關(guān)器件的通斷組合所決定的特定的開關(guān)組合所對(duì)應(yīng)的工作情況稱為工作模式通常同一組的上下兩組開關(guān)總有其中的一個(gè)器件是導(dǎo)通的假設(shè)三相電壓之和并且由本文所設(shè)計(jì)的電路可得可得下述微分方程 33 式中為主電路各橋臂中點(diǎn)與電源中點(diǎn)之間的電壓 為刀開關(guān)系數(shù) 0 的值與主電路工作模式之間的關(guān)系如表 21 所示 工作模式序號(hào) 工作模式 開關(guān)系數(shù) 1 通 通 通 23 13 13 2 通 通 通 13 23 13 3 通 通 通 13 13 23 4 通 通 通 13 23 13 5 通 通 通 13 23 13 6 通 通 通 23 13 13 表 31 主電路開關(guān)模式與開關(guān)系數(shù) 由基爾霍夫定理可得 34 其中 指令電流 并聯(lián)型 APF 產(chǎn)生的實(shí)際補(bǔ)償電流 有源電力濾波器主電路中開關(guān)器件的通斷是由采樣時(shí)刻△和的極性決定的以 A 相為例應(yīng)該使 Ka 0 當(dāng)△ 0 時(shí)而△ 0 時(shí) 應(yīng)該使 Ka 0 從而使得△減小達(dá)到補(bǔ)償電流跟隨指令電流變化的目的因?yàn)椤魇鳌? 0 所以△△△中絕對(duì)值最大的一個(gè)總是與其他兩個(gè)方向相反前者所對(duì)應(yīng)的開關(guān)系數(shù)不是 23 就是 23 相反地后者所對(duì)應(yīng)的開關(guān)系數(shù)不是 13 就是 13 這說明跟隨偏差最大的一相所受的控制作用最強(qiáng)這樣各項(xiàng)之間偏差的不平衡總呈現(xiàn)出減弱的趨勢(shì) 35 本章小結(jié) 本章主要介紹了有源電力濾波器的基本原理基本結(jié)構(gòu)以及其控制系統(tǒng)主電路的結(jié)構(gòu)同時(shí)介紹了并聯(lián)型 APF 的基本原理以及主電路的導(dǎo)通方式 第四章 三相并聯(lián)電壓型有源電力濾波器的設(shè)計(jì) 41 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu) 本文所設(shè)計(jì)的有源電力濾波器的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如下圖所示主要由三大部分組成主電路部分電流電壓檢測(cè)部分 DSP 控制部分 圖 41 并聯(lián)型 APF 系統(tǒng)結(jié)構(gòu) 下面對(duì)圖 41 中的主要部分做簡(jiǎn)單介紹 負(fù)載部分負(fù)載是一個(gè)產(chǎn)生諧波電流的三相不可控整流橋式電路整流橋的直流側(cè)為阻性負(fù)載由于這部分電路不是系統(tǒng)設(shè)計(jì)的主要任務(wù)主要是用來說明非線性負(fù)荷的存在所以本文不對(duì)其進(jìn)行專門的設(shè)計(jì) 電流采樣電路取得補(bǔ)償前后電網(wǎng)上的電流數(shù)值及補(bǔ)償?shù)碾娏鲾?shù)值 電壓采樣電路取得直流側(cè)電容兩端的電壓數(shù)值 電壓過零檢測(cè)電路用于檢測(cè)電網(wǎng)電壓由負(fù)變正的過零點(diǎn)作為補(bǔ) 償電路的 同步觸發(fā)信號(hào) DSP 及其外圍電路這是 APF 運(yùn)算電路的組成部分用于分析電網(wǎng)諧波電流 并輸出控制信號(hào) IPM 隔離驅(qū)動(dòng)及保護(hù)電路這是 APF 驅(qū)動(dòng)電路的組成部分 42 諧波檢測(cè)系統(tǒng) 迄今為止己有多種諧波檢測(cè)方法被提出如基于瞬時(shí)無功功率理論的諧波檢測(cè)方法基于 FFT 的諧波電流檢測(cè)方法基于 變換的諧波檢測(cè)方法基于同步檢測(cè)法的諧波檢測(cè)方法以及基于人工神經(jīng)元網(wǎng)絡(luò)的諧波檢測(cè)方法等下面對(duì)常用諧波檢測(cè)方法特點(diǎn)進(jìn)行分析并介紹本文所采用的諧波檢測(cè)方法 基于 FFT 的諧波檢測(cè)方法 為了快速檢測(cè)電流波形中 的諧波人們已經(jīng)發(fā)展了很多方法如基于傅立葉分析的方法來檢測(cè)諧波和無功電流該方法及其衍生的方法是建立在快速傅立葉分析 FFT 的基礎(chǔ)上此方法要求被補(bǔ)償?shù)牟ㄐ问侵芷谧兓姆駝t會(huì)帶來較大誤差這種方法根據(jù)采集到的一個(gè)電源周期的電流值進(jìn)行 FFT 分解得到各次諧波的幅值和相位系數(shù)再進(jìn)行 FFT 反變換合成出總的諧波和無功電流 該方法的優(yōu)點(diǎn)是方法思路比較簡(jiǎn)明原理和工作過程十分清晰對(duì)所補(bǔ)償?shù)闹C波可以進(jìn)行有目的的選擇適用于各種情況但缺點(diǎn)是需要測(cè)得一個(gè)周期的電流值且需進(jìn)行兩次變換計(jì)算量大需花費(fèi)較多的計(jì)算時(shí)間從而使得檢測(cè)方法具有較長(zhǎng)時(shí)間 的延遲檢測(cè)的結(jié)果實(shí)際上是較長(zhǎng)時(shí)間前的諧波和無功電流實(shí)時(shí)性不好并且該法也無法檢測(cè)出無功分量 于瞬時(shí)無功功率理論的諧波與無功電流檢測(cè)法 赤木泰文最初提出的瞬時(shí)無功功率理論亦稱 pq 理論是以瞬時(shí)實(shí)功率p和瞬時(shí)虛功率 q的定義為基礎(chǔ)此后經(jīng)不斷的研究逐漸得到了完善基于瞬時(shí)無功功率理論的檢測(cè)法現(xiàn)已包括法 法和 dqpq 法應(yīng)用最早適用于三相對(duì)稱且無畸變的公用電網(wǎng) 法不僅適用于三相不對(duì)稱公用電網(wǎng)而且對(duì)電網(wǎng)電壓畸變也有效 基于同步旋轉(zhuǎn) park 變換的 dq 法簡(jiǎn)化了對(duì)稱無畸變情況下的電流增量檢測(cè)同時(shí)也適用于不對(duì) 稱有畸變情況下的電流增量檢測(cè)基于瞬時(shí)無功功率理論的檢測(cè)法具有較好的實(shí)時(shí)性在三相電路中得到了廣泛的應(yīng)用但其使用的乘法器多計(jì)算量大調(diào)整困難難以保證檢測(cè)精度而且不能用于單相電路目前該方法在三相 APF 的電流檢測(cè)方法中占據(jù)了主導(dǎo)地位 假設(shè)三相電路中的電壓和電流瞬時(shí)值分別為和采 用變換矩陣將它們變換到α β兩相正交坐標(biāo)上有 令 31 則三相電流電壓信號(hào)可以變換為α β坐標(biāo)系中的相量即 32 33 圖 42 αβ坐標(biāo)系中的電壓和電流矢量 在圖 42 中的αβ坐標(biāo)系中將與分別合成為電壓矢量 u 和電流矢量 i 如式 34 44 式中 ui 別為矢量的幅值φ eφ i 分別為矢量的相角三相電路瞬時(shí)有功電流和瞬時(shí)無功電流分別為矢量在矢量及其法線上的投影即 45 式中φ為相量和相量之間的夾角φ φ eφ i 三相電路瞬時(shí)有功功率 p 或瞬時(shí)無功功率 q 為電壓相量的模與三相電路瞬時(shí)有功電流 或三相電路瞬時(shí)無功電流 的乘積即 46 將式 3435 以及φ φ eφ i 代入 36 可得以下矩陣表達(dá)式 47 其中 將 4142pq 對(duì)于三相電流的表達(dá)式 48 由 48 可知三相電路瞬時(shí)有功功率就是三相電路的瞬時(shí)功率 傳統(tǒng)理論中的有功功率無功功率等都是在平均值基礎(chǔ)乘相量的意義上定義的它們只適用于電壓電流都是正弦波的情況而瞬時(shí)無功功率理論中的概念都是在瞬時(shí)值的基礎(chǔ)上定義的所以不僅適用于正弦波還適用于非正弦波 和倒可過度過程的情況其實(shí)從以上各定義來看瞬時(shí)無功功率理論中的概念在形式上和傳統(tǒng)理論非常相似可以看成是傳統(tǒng)理論的推廣和延伸 基于瞬時(shí)無功功率理論的檢測(cè)法在檢測(cè)無功電流時(shí)可以無延時(shí)地檢測(cè)出結(jié)果而在檢測(cè)諧波電流時(shí)由于被檢測(cè)對(duì)象電流中諧波的構(gòu)成和采用的濾波器不同會(huì)有不同的延時(shí)但最多不超過一個(gè)周期對(duì)于電網(wǎng)中最典型的諧波源如三相橋式整流器其檢測(cè)延時(shí)約為 16 周期具有很好的實(shí)時(shí)性 pq 檢測(cè)法 該檢測(cè)方法的框圖如圖 42 所示圖中上標(biāo) 1 表示矩陣的逆 pq 檢測(cè)法根據(jù)定義計(jì)算出 pq 再經(jīng)低通濾波器得到 pq 的直流分量 由于當(dāng)電網(wǎng)電壓無畸變時(shí)為基波有功電流與電壓作用產(chǎn)生 互為基波無功電流與電壓作用產(chǎn)生故通過 pq 的直流分量便可以檢測(cè)出電流的基波分量與與 49 最后將與與相減便得到的諧波分量如圖 42 所示