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課程設(shè)計論文-電感和反激變壓器設(shè)計-展示頁

2025-04-15 00:37本頁面
  

【正文】 最大,是磁芯和線圈交流損耗最壞情況。在電網(wǎng)電壓低時整流電壓波形的峰值處出現(xiàn)最壞情況。 和 Buck型電感一樣, Boost電感設(shè)計的限制因素是 (a)整個電網(wǎng)周期中平均損耗; (b)在最大峰值電流時磁芯飽和。高頻紋波電流、磁通擺幅、磁芯損耗和線圈損耗在整個整流電網(wǎng)周期中隨著改變。在APFC(Active Power Factor Correction)電路中,因輸入電壓不是直流,而是連續(xù)變化的電網(wǎng)整流的全波波形,這就使得 Boost電感設(shè)計復雜化。帶來的問題與濾波電感相似的問題。 如同前面討論的濾波電感一樣,電感設(shè)計通常受直流線圈損耗和磁芯飽和限制。 η -變換器效率。 Boost 和 Boost/Buck 電感 圖 (b)(c)所示的 Boost 和 Boost/Buck 電感通常設(shè)計在電流連續(xù)模式。第五高頻時,電流斷續(xù)要求較小的電感量(式( )),電感體積似乎可以減少,但從第八章變壓器設(shè)計知道,在一定的比損耗下,隨著頻率升高允許磁感應擺幅下降,電感體積不會下降很多,電流紋波大大加 大了電容的負擔;第六在多路輸出時,一路電感工作在斷續(xù)模式,交叉調(diào)節(jié)性能差。第三電流連續(xù)時輸入峰值電流近似等于輸出電流,斷續(xù)時,峰值電流至少是輸出電流的的一倍,加大了功率器件的定額。其次磁芯磁通主要是脈動分量,磁芯損耗大。 不管是單線圈還是多線圈電感,很少工作在電流斷續(xù)模式。 如果工作在斷續(xù)模式 (圖 (a)),一般按滿載時達到臨界連續(xù)選擇電感: L U TI U TI U D DfIo of o ofo i o? ? ? ?? 2 12( ) ( ) 式中 Δ I=2Io。例如,高飽和磁通密度的合金帶,象硅鋼片 DG3- 以下的帶料可用 到 40kHz。因此磁芯的磁通密度選擇得越高越好,當然不應當飽和。所以,交流線圈損耗通常不重要。一般選取 k= ~。允許的紋波電流 Δ I越小,即 k 越小,電感 L 越大。電感量為 L U TI U TkI U D DkfIo of o ofo i o? ? ? ?? 2 12 ( ) () 式中 Ui-電感輸入端電壓 (V); D- Ton/T-占空度; Uo= DUi-輸出電壓 (V); f=1/T-開關(guān)頻率( Hz); Io- 輸出電流( A);Ton, Tof=T Ton-輸入電壓的高電平(導通)時間和低電平(截止)時間。但在電流斷續(xù)模式中交流損耗占主導地位,磁芯和線圈設(shè)計與第 7 章正激變壓器相似,主要考慮的是磁芯損耗和線圈的交直流損耗引起的溫升和對效率的影響。 ? 電感電流連續(xù)模式-在一個周期內(nèi),電感電流盡管可以過零(如倍流電路中濾波電感 ),電感的安匝沒有停留在零的時間。用于開關(guān)電源(參看圖 )的電感有: ? 單線圈電感-輸出濾波電感( Buck)、升壓電感( Boost)、反激電感( BuckBoost)和輸入濾波電感 ? 多線圈電感-耦合輸出濾波電感、反激變壓器。耦合濾波電感不同于反激變壓器,反激變壓器先儲能后釋放;而耦合濾波電感同時儲能,同時釋放。反激變壓器實際上是一個多繞組的耦合電感。 117 電感和反激變壓器設(shè)計 濾波電感,升壓電感和反激變壓器都是“功率電感”家族的成員。它們的功能是從源取得能量,存儲在磁場中,然后將這些能量(減去損耗)傳輸?shù)截撦d。與上一章變壓器不同,變壓器不希望存儲能量,而反激變壓器首先要存儲能量,再將磁能轉(zhuǎn)化為電能傳輸出去。 應用場合 應用電路拓撲、工作頻率以及紋波電流等不同,電感設(shè)計考慮的因素也不同。 電路中,電感有兩個工作模式(圖 ): ? 電感電流斷續(xù)模式-瞬時安匝(在所有線圈中)在每個開關(guān)周期內(nèi)有一部分時間停留在零狀態(tài)。 在電流連續(xù)模式中,紋波電流通常非常小,線圈交流損耗和磁芯交流損耗一般不重要,盡可能選擇較大的磁通密度以便減少電感的體積,飽和是限制選擇磁通密度大小的主要因素。 輸出濾波電感( Buck) 正激類輸出濾波電感和 Buck 變換器輸出電感(圖(a))相同,一般工作在電流連續(xù)模式 (圖 (b))。 k=Δ I/2Io。電流紋波越小,可以選擇較小的濾波電容; L UI Uo PWM (a) Buck L UI PWM Uo (b) Boost Ui L Uo PWM (c) Buck/Boost Ui PWM Uo (d) 反激變壓器 圖 電感應用 安匝 Ip Ton I0 0 TS `` (a) 斷續(xù)模 式 安匝 Δ I Ton Io 0 TS (b) 連續(xù)模式 圖 電感電流模式 118 反之,電感 L 較小,但電容較大。 例如,假定滿載電流 Io為 10A,典型的峰峰值三角波紋波電流 Δ I 為 Io的 20%,即 2A(在高 Ui時最壞),最壞情況下的紋波電流有效值是 (式 ()?I / 12 ),而紋波電流有效值的平方僅 ,直流電流的平方是 100,因此,如果交流 I2R損耗等于直流損耗,Rac/Rdc比要大到 300(圖 ),一般不可能達到 300。 此外,磁芯有很大的直流偏磁,紋波電流小,相應的磁通密度擺幅也很小,磁芯交流損耗也很小。這樣,普通損耗較大的高飽和磁通密度磁材料可用作高頻濾波電感。又如鐵粉芯, Kool mu(鐵硅鋁粉芯)可用到 100kHz, 可以減少成本和尺寸,但磁芯損耗將變大些。比較 ()和 ()可見,工作在電流斷續(xù)時電感遠小于電流連續(xù)時電感值。斷續(xù)模式雖然電感小,但首先輸出濾波電容的紋波電流增加了,電 容負擔加重。線圈交流分量大,不僅考慮直流電阻損耗,還要考慮交流電阻損耗,線圈損耗增加。第四雖然減少了功率器件開通和二極管反向恢復損耗,但功率管關(guān)斷損耗由于電流加倍損耗也成倍增加。所以電感電流斷續(xù)用于小功率。所需的電感量: L U TI U DkfIi on i i? ?? 2 () 式中 Ii=Io/η (1D) -輸入電流, Boost中為輸入電流平均值; Boost/Buck 中為輸入電流導通時 間電流的中值。其余符號和式( )相同。但是不少 Boost 和反激電感設(shè)計在電流斷續(xù)模式,這是因為希望電感值小,從而電感體積小。斷續(xù)時需要的電感量: L U TI U TI U D DfIi on i oni i o? ? ? ?? 2 12( ) ( ) 在開關(guān)電源中, Boost拓撲廣泛應用于功率因數(shù)校正電路和低電壓變換電源中。由于 Ui隨電網(wǎng)電壓波形改變時,高次諧 119 波也隨之發(fā)生很大變化。 不同的 APFC應用,情況進一步復雜, Boost拓撲可設(shè)計在極其不同的工作模式:固定頻率連續(xù)型、變頻連續(xù)型、臨界連續(xù)變頻型、固定頻率斷續(xù)型、變頻斷續(xù)型和連續(xù)模式以及在電網(wǎng)電壓低,小電流期間和輕載時工作斷續(xù)型。 磁芯最壞情況發(fā)生在最大峰值電流時可能飽和。最常應用的 APFC是平均電流型,電感設(shè)計相似于電感電流連續(xù) Boost電感,設(shè)計時應保證最壞情況-低輸入電壓的輸入電流峰值時磁芯不飽和。但因為通常 Δ I遠小于低頻電流,一般線圈交流損耗忽略不計,按低頻電流有效值計算線圈損耗。 基本 Boost拓撲沒有電流限制能力。即使這樣,啟動時,輸入電源通過電感要給輸出電容從零電壓充電,將引起電路諧振或引起電感瞬態(tài)飽和,產(chǎn)生的沖擊電流基本上與簡單的電容濾波相同。在高功率時,通常要限制沖擊電流過大,保護整流器。 圖 ( a)在電路中串聯(lián)一個限流電阻 R。 圖 (b)將圖 (a)中整流電路中二極管 D1和 D2換成晶閘管。 R1和 R2和圖 (a)中的 R功能相同,限制啟動電流。也可以將電阻 R1和 R2合成一個電阻。 為避免電感啟動飽和,以上限流電路一般在整流輸出和 Boost輸出端之間接一個二極管,啟動時,將電感短路。在啟動時冷態(tài)電阻較大,限制啟動電流,正常工作以后,溫度升高,電阻下降。 反激變壓 器 反激變壓器即使工作在電感電流連續(xù)模式,盡管總安匝不會停留在零,但是,對于反激變壓器的每個線圈來說,線圈電流總是處于斷續(xù)狀態(tài)。這是因為開關(guān)期間,電流(安匝)在初級和次級之間來回轉(zhuǎn)換,如圖 所示。雖然總安匝是連續(xù)的,紋波很小,但每個線圈的電流交替由零到最高峰值之間變化。磁芯與線圈不同,因總安匝紋波很小,磁芯有很大的直流偏磁,很小的磁通密度擺幅。 安匝連續(xù)時所需的電感量: L U TI U DkfI U D DkfI NNi on i i o1 1 1 122 12? ? ? ? ?? ( ) () 式中 k=Δ I1/I1=Δ I2/I2; I1, I2-初級和次級脈沖電流的中值。 電流斷續(xù)模式線圈和磁芯損耗都大。要求的電感量為: L U TI U DfI U D DfI NNi on i i o1 1 1 122 12? ? ? ? ?? ( ) ( ) 耦合濾波電感 在正激、半橋和全橋等變換器中,如果要求多路輸出,通常各路輸出各自單獨用一個電感和一個電容濾波。圖 3輸出的正激變換器的例子,每路都有一個濾波電感。當各路電感電流連續(xù)時, n路輸出電壓為 ? ?U U U NN U Dno i s d? ? ???? ???21 () 式中 Ui-輸入直流電壓; Us-功率管壓降,還應當包含初級線圈電阻壓降; N2-次級線圈匝數(shù); N1-初級線圈匝數(shù); Ud-次級整流器壓降,還應當包含電感線圈的電阻壓降; D=Ton/T-占空度。上式可簡化為 ? ? ? ?U U NN D U Dno i? ? ???? ??? ? ?1 0 5 0 521 2. . () 式 ()中 U2為 輸出次級線圈上電壓幅值。當輸入電壓變化時,調(diào)節(jié)占空度 D保持輸出電壓穩(wěn)定,其它輸出也應當穩(wěn)定,只是由于開關(guān)壓降、二極管壓降以及線圈電阻壓降隨輸出電流變化而變化,電感電流連續(xù)時一般輸出電壓變化不大??梢姡敵鲭妷翰粌H與 D有關(guān),還與負載電流有關(guān)。而電流仍為連續(xù)的其它開環(huán)輸出電壓仍由式 ()決定,輸出電壓隨閉環(huán)調(diào)節(jié)的占空度下降而跟隨減少。這就是交叉調(diào)節(jié)問題。每一路都存在最小電流問題。例如負載躍變時,由于濾波電感存儲和釋放能量需要時間,引起輸出電壓大幅度波動。因占空度由閉環(huán)決定而不變,輸出電壓升高,導通電流上升率下降,電流下降率加快 ,直到將電感中多余的儲能消耗完,輸出電壓才能回到穩(wěn)定值。但是,盡管開環(huán)各路負載未發(fā)生變化,閉環(huán)環(huán)路的占空度一旦發(fā)生變化,開環(huán)各路輸出電壓隨之波動。此外,對初級說來,所有的次級是并聯(lián)的。在諧振頻率時相當于一個電流源。 以上分析看到,多路輸出單獨濾波電感存在許多固有的缺點。其余輸出如果希望高精度,常常后續(xù)一個線性穩(wěn)壓或磁調(diào)節(jié)器達到所需的穩(wěn)定度要求。只要每路工作在電感電流連續(xù)狀態(tài),負載電壓調(diào)節(jié)通常在 1V 以下,完全能滿足使用要求。為了使得問題簡化,假定輸出只有兩路 ,同時開關(guān)管和二極管為理想器件。電感電流連續(xù)時輸出電壓分別為 U DUo1 21? () U DUo2 22? () 122 因為兩個次級線圈繞在一個變壓器上, U21/U22= N21/N22。因此有 U DU Uo o2 22 139。? ? ( ) 因為折合到低壓端的輸入電壓相等,可以并聯(lián)在一起。否則引起的不同的互感電勢,在兩個輸出之間引起環(huán)流,導致輸出紋波加大。 由于是耦合電感,存儲和釋放能量是在一個磁芯磁場中,每個支路的能量的變化只占總能量的一部分,因此交叉調(diào)節(jié)的影響大大下降,一般 10~ 30%左右,而不是 200~ 300%。如果輸出電容 ESR也按比例折合時,紋波電流也按比例分配。 Lm為耦合電感,流過總的紋波電流 (式 ())。顯然紋波電流按回路的阻抗反比分配。而 2#輸出折合到 1#輸出的 Ls2’和 ESR2’都要除以變比的平方。并通過線圈繞在最里層(貼近磁芯)等工藝手段減少 Ls2’的漏感部分,而引線電感除以變比平方遠小于低壓端 的引線影響,尤其在 200kHz以上,引線電感對低壓端影響顯著。這樣在高壓端可以處
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