【正文】 硬件調(diào)制法 硬件調(diào)制法是為解決等面積法計(jì)算繁瑣的缺點(diǎn)而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過對載波的調(diào)制得到所期望的 PWM 波形。該方案實(shí)際上就是 SPWM法原理的直接闡釋，用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后 計(jì)算 各脈沖的寬度和間隔，并把這些數(shù)據(jù)存于微機(jī)中，通過查表的方式生成PWM 信號控制開關(guān)器件的通斷，以達(dá)到預(yù)期的目的。其缺點(diǎn)是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。當(dāng)三角波既在其頂點(diǎn)又在底點(diǎn)時(shí)刻對正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期 (此時(shí)為采樣周期的兩倍 )內(nèi)的位置一般并不對稱，這種方法稱為非對稱規(guī)則采樣 [7]。其原理就是用三角波對正弦波進(jìn)行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點(diǎn)時(shí)刻控制開關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn) SPWM 法。其優(yōu)點(diǎn)是所得 SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波與正弦波交點(diǎn)有任意性，脈沖中心在一個(gè)周期內(nèi)不等距，從而脈寬表達(dá)式是一個(gè)超越方程，計(jì)算繁瑣，難以實(shí)時(shí)控制。軟件生成法其實(shí)就是用軟件來實(shí)現(xiàn)調(diào)制的方法，其有兩種基本算法，即 自然 采樣法和規(guī)則采樣法。 圖 36 雙極性 PWM 控制方式波形 可以看出，單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采取雙極性調(diào)制，由于對開關(guān)器件通斷控制的規(guī)律不同，它們的輸出波形也有較大的差別。即當(dāng) ru cu時(shí)，給 V1 和 V4 以導(dǎo)通信號，給 V2 和 V3 以關(guān)斷信號，這時(shí)如 0i 0，則 V V4通，如果 0i 0，則 VD1 和 VD4 通，不管哪種情況都是輸出電壓 0u = dU 。仍然在調(diào)制信號 ru 和載波信號 cu 的交點(diǎn)時(shí)刻控制各開關(guān)器件的通斷。采用雙極性方式時(shí)，在 ru的半個(gè)周期內(nèi)，三角形載波不再是單極性的，而是有正有負(fù)，所得到的 PWM 波也是有正有負(fù)。 蘭州工業(yè)高等?？茖W(xué)校 14 圖 35 單極性 PWM 控制方式波形 和單極性 PWM 控制方式相對應(yīng)的是雙極性控制方式。圖中的虛線 ofu 表示 0u 中的基波分量。在 ru 的負(fù)半周， V1 保持?jǐn)鄳B(tài)， V2保持通態(tài)，當(dāng) ru cu 時(shí)使 V3 導(dǎo)通， V4 關(guān)斷， 0u = dU ；當(dāng) ru cu 時(shí)使 V3 關(guān)斷， V4 導(dǎo)通， 0u =0。在 ru 和 cu 的交點(diǎn)時(shí)刻控制 IGBT 的通斷。 圖 34 單相橋式 PWM 逆變電路 控制 V3 和 V4通斷的方法如圖 35 所示。這樣， 0u 總可以得到 dU 和零兩種電平。在負(fù)載電流為正的區(qū)， V1 和 V4 導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載電壓 0u 等于支流電壓 dU ； V4 關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過 V1 和 VD3 續(xù)流， 0u =0。具體的控制規(guī)律如下：在輸出電壓 0u 的正半周，讓 V1 保持通態(tài)， V2 保持?jǐn)鄳B(tài)， V3 和V4 交替通斷。 蘭州工業(yè)高等專科學(xué)校 13 圖 34 是采用 IGBT 作為開關(guān)器件的單相橋式電壓型逆變電路。當(dāng)調(diào)制信號波為正弦波時(shí)，所得到的就是 SPWM波形。 調(diào)制法：即把希望輸出的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過信號波的調(diào)制得到所期望的 PWM 波形。按照計(jì)算結(jié)果控制電路中各開關(guān)器件的通斷，就可以得到所需要的 PWM波形。 圖 33 用 PWM 波代替正弦半波 .2 PWM 逆變電路 PWM 逆變電路可以分成電壓型和電流型兩種，但目前的實(shí)際應(yīng)用的 PWM 逆變電路幾乎都是電壓型電路，下面我們主要分析電壓型 PWM 逆變電路的控制方法。 SPWM 波形：脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的 PWM 波形，稱為 SPWM（ Sinusoidal PWM）波形。根據(jù)面積等效原理， PWM 波形和正弦半波是等效的。這就是 PWM 波形。這些脈沖寬度相等，都等于 ? /N，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。現(xiàn)在我們來介紹下 PWM 波形和 SPWM 波形。用傅立葉級數(shù)分解后將可看出，各 i(t)在低頻段特性將非常接近，僅 在高頻段有所不同。脈沖越窄，各 i(t)波形的差異也越小。圖 32 b 給出了不同窄脈沖時(shí)i(t)的響應(yīng)波形。圖中 u(t)為電壓窄脈沖，其形狀和面積分別如圖 31 a、 b、 c、 d 所示，為電路的輸入。當(dāng)窄脈沖變?yōu)?31 d 的單位脈沖函數(shù) ? （ t）時(shí)，環(huán)節(jié)的響應(yīng)即為該環(huán)節(jié)的脈沖過度函數(shù)。如果把各輸出波形用傅立葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。沖量即指窄脈沖的面積。而 另一路正弦波則經(jīng)過處理轉(zhuǎn)化為 50HZ 的方波作為基準(zhǔn)信號，該基準(zhǔn)信號與 SG3525A 產(chǎn)生的高頻正弦波調(diào)寬脈沖輸入與門芯片，最后將與門的輸出信號輸入兩片場效應(yīng)管專用驅(qū)動芯片 IR2110，再由 IR2110 輸出高頻的調(diào)寬脈沖以控制四個(gè)場效應(yīng)管的交替導(dǎo)通，輸出的電壓在經(jīng)過 LC 工頻濾波后便可輸320V/50K 整流濾波 全橋電路 LC 濾波 50Hz 正弦波 電 路 驅(qū)動芯片 IR2110 脈沖調(diào)寬芯 片 220V/50Hz 50KHz 推挽 電 路 12V/DC 推挽電路 變壓器 320V/50K 蘭州工業(yè)高等?？茖W(xué)校 11 出穩(wěn)定的準(zhǔn)正弦波供負(fù)載使用 [5]。因?yàn)?SG3525A 內(nèi)部的鋸齒波幅度位于 1V 至 之間，因而產(chǎn)生的正弦波一路經(jīng)相應(yīng)的處理后將其幅值調(diào)整至 1V至 3V 之間，然后輸入以 SG3525A，在芯片內(nèi)部通過與鋸齒波比較產(chǎn)生高頻的正弦波調(diào)寬脈沖。為了使逆變電源輸出準(zhǔn)正弦波，本設(shè)計(jì)采用正弦波脈沖調(diào)制（ SPWM），脈沖波的產(chǎn)生主要由脈沖調(diào)寬芯片 SG3525A來完成。 圖 33 逆變 II 電路原理方框圖 電路工作原理 :在逆變電路 II中 320V/50HZ的高壓交流電經(jīng)過整流橋的整流濾波整流成為 320V 的高壓直流電。 逆變Ⅰ 整流濾波 12V/DC 逆 變Ⅱ 輸出過流保護(hù) 輸出過壓保護(hù) 輸 入 過 壓 保護(hù)、過熱保護(hù) 輸入欠壓保護(hù) 輸 出 蘭州工業(yè)高等?？茖W(xué)校 10 圖 32 逆變 I 電路原理方框圖 逆變電路 Ⅱ 的框圖如圖 33 所示。該部分電路主要是用一塊 TL494 芯片，通過輸出 50K 的脈沖來控制開關(guān)管的交替導(dǎo)通，進(jìn)而產(chǎn)生 50K 的高頻交流電。 圖 31 整機(jī)原理方框圖 逆變電路 I 原理如圖 32 所示。過熱保護(hù) 電路是當(dāng)電路工作溫度過高時(shí)，啟動保護(hù)使逆變電路 I停止工作。其中輸入過壓、欠壓保護(hù)電路、輸出過壓、過流保護(hù)電路、過熱保護(hù)電路構(gòu)成整個(gè)電路的保護(hù)電路。該電路由 12V 直流輸入以及輸入過壓保護(hù)電路、輸入欠壓保護(hù)電路、電源過熱保護(hù)電路、輸出過壓保護(hù)電路、輸出過流保護(hù)電路、逆變電路 I、 320V/50KHz 整流濾波、逆變電路 II、濾波電路等組成。 方案 3相對于 1， 2 兩種方案來說，電路設(shè)計(jì)合理，在電路中采用了中間直流環(huán)節(jié)的高頻變壓器式逆變電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，它由高頻逆變，高頻變壓器升壓，整流濾波，高頻 SPWM 逆變和輸出濾波，可以滿足我們設(shè)計(jì)所需要的要求，所以方案 3 是我們這次設(shè)計(jì)的最佳方案。 方案選擇 從上面的三個(gè)方案來分析看，方案 2的簡單推挽逆變電路沒有使用脈寬調(diào)制技術(shù)，電路簡單，而且此逆變器輸出為 50Hz 的方波信號，由于波形為方波，可能對電器設(shè)備造成干擾，不能滿足我們設(shè)計(jì)所需要的正弦波輸出。 方案 2首先通過 555型集成電路和一些電阻和電容組成的振蕩級來選定我們所需要的 50Hz 的工作頻率的信號；再由幾個(gè)三極管組成的推動級來對 50Hz 的振蕩信號來進(jìn)行放大，同時(shí)再由幾只復(fù)合管組成推挽放大電路的基極，進(jìn)一步對其直流 電壓 直流 /直流 濾波 輸出 控制電路 驅(qū)動電路 交流 電壓 直流 /交流 直流 電壓 推動級 推挽輸 出級 振蕩級 交流電壓 蘭州工業(yè)高等?？茖W(xué)校 8 進(jìn)行放大，以提高對功率輸出級的驅(qū)動電流；然后由幾只三極管和幾只二極管、輸出級變壓器組成推挽輸出級，它將推動級送來的激勵信號進(jìn)行放大，并通過變壓器將初級電壓升高到 220V 送到輸出端。 圖 22 簡單推挽逆變電路框圖 方案三：車載 單相準(zhǔn)正弦脈寬調(diào)制逆變電路 圖 23 車載單相準(zhǔn)正弦脈寬調(diào)制逆變電路框圖 本方案是采用了比較典型的逆變電路的 變換方式把直流 12V 電壓變換成 220V的交流電壓，即第一級采用直流 /直流變換，通過脈寬調(diào)制和高頻變壓器把直流低壓升壓變成直流高壓，再通過第二級直流 /交流變換，通過對直流 /交流全橋逆變電路各個(gè)橋臂 MOS 管通斷的控制，把高壓直流逆變?yōu)榻涣麟妷?，然后通過濾波電路，濾出我們所需要的 50Hz 的頻率交流電壓，從而完成 12V 直流電壓逆變成220V/50Hz 的交流電壓。圖 22是本逆變器的電路框圖。 本設(shè)計(jì)對逆變電源的要求有： 環(huán)境溫度： 25℃ +40℃ 海拔高度：≦ 3000m 輸入 12VDC 額定輸出電壓： Vo=220VAC 輸出有過壓保護(hù) 額定輸出功率： 200W 輸入有過壓保護(hù)和過熱保護(hù) 總體方案的選取 方案比較 在本逆變電源的設(shè)計(jì)中，我們的目的是將車載電瓶的 12V 直流電壓逆變?yōu)榻涣?220V/50Hz 的電壓，通過一段時(shí)間對資料的收集和分析，現(xiàn)總結(jié)出如下三種方案，分別介紹如下： 方案一：基于工頻變壓器的逆變電路 本方案設(shè)計(jì)的逆變電源是通過脈寬調(diào)制芯片產(chǎn)生的脈寬調(diào)制信號用來驅(qū)動半橋逆變電路，產(chǎn)生低壓交流信號，再經(jīng)過工頻變壓器的升壓，轉(zhuǎn)換為所需要的交流電壓。因此對電源的設(shè)計(jì)要 求也很高，除了具有良好的電氣性能外，還必須具備體積小，重量輕，成本低，可靠性高，抗干擾強(qiáng)等特點(diǎn)。 蘭州工業(yè)高等?？茖W(xué)校 6 2 設(shè)計(jì)總體目標(biāo) 設(shè)計(jì)要求及系統(tǒng)指標(biāo) 車載逆變器是一種能夠?qū)? DC/12V 直流電轉(zhuǎn)換為和市電相同的 AC/220V 交流電，供一般電器使用，是一種方便的車用電源轉(zhuǎn)換器。 (6)數(shù)字化 逆變電源的數(shù)字化并不是簡單的指在系統(tǒng)中應(yīng)用了數(shù)字器件，如單片機(jī)及FPGA等 ，而是指整個(gè)系統(tǒng)的控制應(yīng)用數(shù)字器件的計(jì)算能力和離散控制方法來完成，隨著硬件技術(shù)的發(fā)展．處理器計(jì)算速度的提高，必然促使逆變電源向數(shù)字化方向發(fā)展。 (5)高輸入功率因數(shù)化 對于交流輸入的逆變電源，中間環(huán)節(jié)直流電源一般由二極管整流獲得，其輸入電流成尖脈沖狀，因此，輸入功率因數(shù)不高。 蘭州工業(yè)高等?？茖W(xué)校 5 (4)小型化 在逆變電源中，決定整個(gè)裝置體積和重量的部分是變壓器和 LC濾波器，變壓器可能放在輸入部分，也可能放在輸出部分，起電壓隔離或電壓匹配的作用； LC濾波器用于濾除 PWM波中的高次諧波，濾波器的尺寸與 PWM波的頻譜特性有關(guān)。但是 ，逆變電源的并聯(lián)運(yùn)行可以帶來以下幾個(gè)方面的好處： 1)可以用來靈活地?cái)U(kuò)大電源系統(tǒng)的容量； 2)可以組成并聯(lián)冗余系統(tǒng)以提高運(yùn)行的可靠性； 3)具有極高的系統(tǒng)可維修性。模塊化意味著用戶可以方便地將小容量的模塊化電源任意組合，構(gòu)成一個(gè)較大容量的逆變電源。雖然現(xiàn)在已經(jīng)能生產(chǎn)幾千千伏安的大型逆變電源，完全可以滿足大功率要求的場合，但是，這樣整個(gè)系統(tǒng)的可靠性完全由單臺電源決定，無論如何是不可能達(dá)到很高的。輸出電壓的高性能是用電設(shè)備對逆變電源的要求，控制 方式的改進(jìn)是逆變電源達(dá)到高性能的主要手段。在大容量逆變電源中，由于工頻變壓器引起的 矛盾相對不如小容量 UPS突出，而且大容量的高頻逆變器、整流器和高頻變壓器的制作也分別受到高頻開關(guān)器件的容量和高頻磁性材料的限制。高頻隔離可以采用兩種方式實(shí)現(xiàn)：①在整流器與逆變器之間加一級高頻隔離的 DC— DC變換器；②采用高頻鏈逆變技術(shù)。 逆變電源的發(fā)展趨勢 隨著電力電子技術(shù)的飛速發(fā) 展和各行各業(yè)對逆變器控制性能要求的提高，逆變電源也得到了深入的發(fā)展，目前，逆變電源的發(fā)展趨勢主要集中在以下幾個(gè)方面： (1)高頻化 提高逆變電源的開關(guān)頻率，可以有效地減小裝置的體積和重量，并可消除變壓器和電感的音頻噪聲，同時(shí)改善了輸入電壓的動態(tài)響應(yīng)能力。電流環(huán)具有將濾波電容電流或?yàn)V波電感電流改造為可控的電流源的作用，這樣控制輸入和輸出電壓之間形成了具有單極點(diǎn)的傳遞函數(shù)，因而系統(tǒng)的穩(wěn)定性大大提高，克服了單一的電壓瞬時(shí)值反饋控制系統(tǒng)空載容易振蕩的缺點(diǎn)。在這 種方法中，不但引入輸出電壓的瞬時(shí)值反饋，還引入濾波電容電流或?yàn)V波電感電流的瞬時(shí)值反饋。系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題限制了電壓調(diào)節(jié)器增益的提高，因而輸出電壓的波形品質(zhì)還不是很好。和傳統(tǒng) PWM控制方法相比，由于該方法能對 PWM波進(jìn)行動態(tài)調(diào)整，故系統(tǒng)的快速性、抗擾性、對非線性負(fù)載的適應(yīng)性、輸出電壓的波形品質(zhì)等都比傳統(tǒng) PWM控制方法有所提高。但是，就波形跟蹤質(zhì)量來說，滑?？刂撇患爸貜?fù)控制和無差拍控制。臺灣的鄒應(yīng)嶼和香港大學(xué)的 L． K． Wang等人將離散滑模變結(jié)構(gòu)控制理論應(yīng)用到 UPS逆變器中，獲得了良好的控制效果。早期的滑模變結(jié)構(gòu)控制器采用模擬電路實(shí)現(xiàn)，廣泛應(yīng)用于電力拖動系統(tǒng)中。因此，重復(fù)控制一般都不單獨(dú)使用來完成逆變器的控制，而是與其它控制方式