【正文】 電，再經(jīng)過高頻整 流濾波電路得到 350V高壓直流電。 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 （論文） 報告用紙 第 18 頁 共 54 頁 3 逆變主電路設(shè)計 圖 31為逆變電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。 本章小結(jié) 本章分別介紹了逆變電源 工作 的基本原理 、 SPWM的調(diào)制 、 SPWM的 采樣以及 SPWM的生成過程。 由（圖 2 210）可知，具有相同周期脈沖數(shù)的 NL與 NH調(diào)制所得的最大占空比產(chǎn)生了很大的差距，單個脈沖的布局差異也導(dǎo)致了最小關(guān)斷占空時間的差別，而平均值精度則正常按 N的遞增而遞增。 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 （論文） 報告用紙 第 17 頁 共 54 頁 脈沖的占 空度 不等寬序列脈沖也造成了每周期正弦量內(nèi)單個脈沖的占空度差異，在正弦量換向過零點左右近旁的兩個脈沖具有最小的占空比，這利于減小對負載及濾波器件的沖擊和損耗。 由于兩者的特征既存在共性又有明顯的個性差異，這一共性造就了 N的理解僅為一個概念性的量值數(shù)據(jù)，其個性的差異將為實施帶來更為復(fù)雜的論證過程。其內(nèi)容的特殊性為 NH數(shù)列位于正弦曲線峰值處都有兩個脈沖合并而成，并且其時間量將小于兩個三角波周期的時間量之和。 NL數(shù)列每周期正弦量內(nèi)調(diào)制得的周期脈沖總數(shù)等于 N或三角載波的周期總數(shù)（圖 26），而 NH數(shù)列的調(diào)制結(jié)果則位于正弦波峰值處出現(xiàn)的無效的（ mp ）單個交點 ， 不能組成對偶的脈沖邊沿（圖210）。所以，形成 SPWM波的 N必然是 6或 6以上的偶數(shù)正整數(shù)數(shù) 列，即自起始端向上遞增的 N數(shù)列 為 6+2+2+?。 當(dāng) N=4時，正負半周各占兩個等幅等寬脈沖，因而僅能理解為單純型多脈沖形式的波形結(jié)構(gòu)。在單脈沖（方波）交流狀態(tài)下，每周期交流量內(nèi)包含有正負半周各一個脈沖，尚可理解為 N=2，考慮到正負半周的對稱性，故 N不能為奇數(shù)。顯然，開關(guān)相位角（ x np ）數(shù)據(jù)適用于微處理器作數(shù)字處理，甚至可以直接給出開關(guān)相位角的時序數(shù)字控制輸出信號；瞬時幅值（ y np ）適合于模擬方法控制，利用比較法即可獲取開關(guān)角的控制輸出信號，當(dāng)然并不排除多種數(shù)模結(jié)合及優(yōu)化方案。 例如，按（圖 28）的調(diào)制情況，運算所得的交點數(shù)據(jù)如（表 21）所示，表中其余3/4部分的數(shù)值可由同理類推 。由此取得對應(yīng)的瞬時幅值（ y np ）似乎毫無意義，但是，對于模擬控制方法則是一個極為重要的過渡參數(shù)。 于是，所有直線均可寫成 n個標(biāo)準(zhǔn)的斜截式直線方程： y＝ k x＋ b （ 23） 根據(jù)直線角系數(shù)的關(guān)系式和每一直線段的相位區(qū)間得各直線已知的相位角和兩個交叉點的幅值坐標(biāo)，即可求得各直線各自的斜率（ k ）和常數(shù)項（ b），從而確定所有完整的直線方程如下： ni ＝ k （ np ）＋ nb （ 24） 緣于正弦曲線與 n個直線相交后需要求解 n個交點（ np ）的目標(biāo)坐標(biāo)值（ x np ， y np ），而且必須同時滿足式（ 1）和式（ 3）或是正弦曲線與各直線的各個交點（ np ）的坐標(biāo)值必須重合 ，即： 正弦曲線中的某一（ np ）點的坐標(biāo)值（ x np ， y np ）必須等于對應(yīng)的某一直線段中（ np ）點的坐標(biāo)值（ x np ， y np ），或者是： sin（ np ） = k （ np ）＋ nb （ 25） 據(jù)此，正弦曲線（圖 28a）與任一直線的交點坐標(biāo)（ x np ， y np ）必將被鎖定于橫軸（ 0＜ x＜ ? ）；縱 軸（ 0＜ y＜１）的范圍之內(nèi)，續(xù)次利用牛頓迭代法即可求得所有交點（ np ）的具有相當(dāng)近似精度的相位角（ x np ），然后將（ x np ）代入式（ 1）就能解得各交點的瞬時幅值（ y np ），由此完成全部的調(diào)制過程。所以，正弦曲線正半 周內(nèi)的各直線相交后交叉點位于各自相位區(qū)間內(nèi)幅值的上下限同樣為（ 1， 0）。由于載波比（ N）是人為選定的 ，因而 N的變化將影響直線的數(shù)量（ n）、直線的傾角、直線與直線相交后交叉點的相位角和正弦曲線與某一直線交點的相位角（ np ）。從而在純坐標(biāo)條件下，調(diào)制僅為坐標(biāo)區(qū)間數(shù)量的關(guān)系而與時間或頻率 無關(guān)。由（圖 28）可 知，正弦基波的零點和三角載波的峰點與時間起點相重合，故初相角為 0，當(dāng)最大值為 1，最小值為 1或剔除所有無效變量后，正弦方程將簡化為單純的正弦曲線： ni ＝ sin（ np ） （ 22） 其中 : ni ：正弦曲線與某一直線交點的瞬時值； （ np ）：正弦曲線與某一直線交點的相位角。對應(yīng)于正弦量的正負半周，實施雙路調(diào)制或單路分相處理及放大后，控制驅(qū)動功率開關(guān)器件運行，最終得正弦化交流量的樣本波形如（圖 29）所示，濾波后流經(jīng)負載的電流即為正弦波電流。當(dāng)正弦基波與若干個等幅的三角載波在時間軸上相遇時，并令正弦波的零點與三角波的峰點處于同相位（圖 28a），所得的交點（ p）表達為時間意義上的相位角和對應(yīng)的瞬時幅值，交點間的相位區(qū)間段表示以正弦部分為有效輸出的矩形脈沖群（圖 28b）。當(dāng)然，在不觸及負載特性、能量轉(zhuǎn)換效率、環(huán)境污染和系統(tǒng)綜合技術(shù)指標(biāo)以及小功率應(yīng)用場合的前提下，就控制方法而言則顯得容易些。 不良波形或失真嚴重的正弦交流量必然產(chǎn)生大量 的低次、高次及分數(shù)諧波，豐富的諧波分量與基波疊加的情景使得正負峰值幾乎同時發(fā)生，換向突變時急劇的運動狀態(tài)將對負載造成沖擊并導(dǎo)致負載特性的不穩(wěn)定或漂移，又加重了濾波器件的負擔(dān)，損耗也隨之增大，非但降低了電網(wǎng)的功率因數(shù)，還對周邊設(shè)備造成不良影響。 在交流應(yīng)用場合，多數(shù)負載要求輸入的是正弦波電流。 典型的 H橋逆變電路很容易理解（圖 27）， ur t2 t3 t1 T1 M ut 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 （論文） 報告用紙 第 12 頁 共 54 頁 (a)負 載(b) ( c ) 圖 27H橋和交流電流 波形圖 對角聯(lián)動的兩個開關(guān)器件和與之對應(yīng)的另一組對角橋臂同時實施交替的開關(guān)作業(yè)時，建立運行后，流經(jīng)負載的電流即為交流電流（圖 27b），考慮到功率器件關(guān)斷時的滯后特性避免造成短路，通常都做成（圖 27c）的波形結(jié)構(gòu)。由于此方法是 SPWM控制的基本原理為出發(fā)點，可以準(zhǔn)確地計算出各開關(guān)器件的通斷時刻 ，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數(shù)據(jù)占用內(nèi)存大，不能實時控制的缺點。其缺點是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。當(dāng)三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期 (此時為采樣周期的兩倍 )內(nèi)的位置一般并不對稱，這種方法稱為非對稱規(guī)則采樣。其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波，再以階 梯波與三角波的交點時刻控制開關(guān)器件的通斷，從而實現(xiàn) SPWM法。 圖 25自然采樣法示意圖 規(guī)則采樣法 采用三角波作為裁波的規(guī)則采樣法示意圖如圖 26所示。 圖 24雙極性 SPWM波形 0 0 0 wt wt wt u0 ux ur u uc 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 （論文） 報告用紙 第 10 頁 共 54 頁 SPWM 的采樣方法 SPWM 的采樣方法有 很多，下面就對一些常用的采樣方法做一個大概的介紹。這樣輸出波形在任何半周期內(nèi)都會出現(xiàn)正、負極性電壓交替的情況，故稱之為雙極性控制，其波形示意圖如圖 24 所示。單極性正弦脈寬調(diào)制原理波形如圖 23 所示， 用單相正弦波全波整流電壓信號與單向三角形載波交截、再通過倒相得到功率開關(guān)驅(qū)動信號，或直接用參考正弦波與單向三角形載波交截產(chǎn)生功率開關(guān)驅(qū)動信號。改變控制信號 U c 的頻率，則輸出電壓的基波頻率亦隨之 而改變，這 樣就實現(xiàn)既可調(diào)壓又可調(diào)頻的目的。當(dāng) U c＞ Ur 時，元件開通；當(dāng) U cUr時，元件關(guān)斷，形成的調(diào)制波是等幅、等距但不等寬的脈沖列，經(jīng)半波倒相后輸出。 單極性正弦波脈寬調(diào)制方式 所謂單極性控制是指在輸出 波形的半個周期內(nèi)，逆變器同一橋臂中的兩個開關(guān)元件只有一個處于不斷切換的開關(guān)狀態(tài)，另一個則始終處于關(guān)斷狀態(tài)。 根據(jù)上述原理，在給出了正弦波頻率，幅值和半個周期內(nèi)的脈沖數(shù)后， SPWM波形各脈沖的寬度和間隔就可以準(zhǔn)確計算出來。對于正弦的負半周，也可以用同樣的 方法得到 SPWM 波形。可以看出，各脈沖寬度是按正弦規(guī)律變化的。這些脈沖寬度相等，都等于 ∏ /n ，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。 根據(jù)上面理論我們就可以用不同寬度的矩形波來代替正弦波，通過對矩形波的控制來模擬輸出不同頻率的正弦波。是指該環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。沖量既指窄脈沖的面積。 SPWM 變頻電路具有以下特點： 1. 可以得到相當(dāng)接近正弦波的輸出電壓 ； 2. 整流電路采用二極管，可獲得接近 1的功率因數(shù) ； 3. 電路結(jié)構(gòu)簡單 ； 4. 通過對 輸出脈沖寬度的控制可改變輸出電壓，加快了變頻過程的動態(tài)響應(yīng) ,現(xiàn)在通用變頻器基本都再用 SPWM 控制方式，所以介紹一下 SPWM 控制的原理 。利用 SPWM 逆變器能夠抑制或消除低次諧波。這樣，使調(diào)壓和調(diào)頻兩個作用配合一致，且于中間直流環(huán)節(jié)無關(guān)，因而加快了調(diào)節(jié)速度，改善了動態(tài)性能。 SPWM 調(diào)制 SPWM 脈寬調(diào)制，是靠改變脈沖寬度來控制輸出電壓，通過改變周期來控制其輸出頻率。目前已經(jīng)提出并得到應(yīng)用的 SPWM控制技術(shù)就不下十種。 隨著逆變器在交流傳動、 UPS電源和有源濾波器中的廣泛應(yīng)用，以及高速全控開關(guān)器件的大量出現(xiàn)， SPWM技術(shù)己成為逆變技術(shù)的核心，因而受到了人們的高度重視。具體來說，就是用一種參考正弦波為“調(diào)制波”，而以 N倍于調(diào)制波頻率的三角波為“載波”。 SPWM技術(shù)最初應(yīng)用于直流變換電路，隨后將這種方式與頻率控制相結(jié)合，產(chǎn)生了應(yīng)用于逆變電路的 SPWM控制技術(shù)。 SPWM 概述 所謂 SPWM技術(shù)就是用功率器件的 開 通和關(guān)斷把直流電壓變成一定形狀的電壓脈沖系列，以實現(xiàn)變壓變頻及控 制和消除諧波為目標(biāo)的技術(shù)，也就是利用相當(dāng)于基波分量的信號波對三角載波進行調(diào)制，達到調(diào)節(jié)輸出脈沖寬度的一種方法 。 圖 22 用 SPWM 波代替正弦半波 要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可 得到 SPWM 電流波：電流型逆變電路進行 SPWM 控制，得到的就是 SPWM 電流波。 圖 21形狀不同而沖量相同的各種脈沖 上述結(jié)論是 SPWM的重要基礎(chǔ)， 用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波，正弦半波 N等分，看成 N個相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點重合，面積（沖量）相等，寬度按正弦規(guī)律變化。脈沖越窄，其輸出的差異越小。如果個輸出波形的傅立變換進行頻譜分析，可發(fā)現(xiàn)它們的低頻段特往非常接近，僅在高頻僅略有差異。 桂林電子科技大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 （論文） 報告用紙 第 5 頁 共 54 頁 2 逆變電源原理 開關(guān)逆變電源原理 在采樣控制理論中有一個重要的結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效 果基本相同，沖量即指窄脈沖的面積。本文設(shè)計的電源 是 輸入電壓為 36V～ 48V，負載電流有效值為 ～ 1A 時，輸出線電壓有效值應(yīng)保持在 220V,在設(shè)計中 ,我們采用 SPWM逆變控制技術(shù) ,單片機控制輸 出 SPWM 波 ,驅(qū)動開關(guān)元件的電壓型逆變電路 ,最后 把直流電壓逆變成穩(wěn)定的交流電壓。因此，逆變電源的開發(fā)、研制、生產(chǎn)成為發(fā)展前景十分誘人的。逆變電源在現(xiàn)代援術(shù)及新器件的支持下，無論是可靠性還是性能價格比，以及高效節(jié)能方面，都將不斷進步和提高。隨著逆變技術(shù)復(fù)雜程度的增加，所需處理的信息量越來越大，而微處理器的誕生正好滿足了逆