【正文】 +(pin 4)一般接基準(zhǔn)電壓，反相端E/A(pin 3)一般接輸出反饋電壓。RAMP是PWM 比較器的一個輸入端，其另一輸入端是誤差放大器的輸出端。(4)鋸齒波 斜率設(shè)置腳SLOPE(pin l8)與Vx(5V基準(zhǔn)電壓Vref與Vin工作電壓)之間接一個電阻RSlOPE ，為鋸齒波腳RAMP(pin 19)提供一個電流為Vx/RSlOPE的恒流源。(2)基準(zhǔn)電源 UC3875提供一個5V精密基準(zhǔn)電壓源Vref(pin 1)，可為外部電路提供大約60mA的電流，該電壓在Vin欠壓鎖定時消失。 Vin設(shè)有欠壓鎖定輸出功能(簡稱UVLO)，其門檻電壓為10．75V，當(dāng)電壓低于門檻電壓，輸出級全部被封鎖，當(dāng)Vin電壓高于門檻電壓，輸出級才會開啟。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。頻率設(shè)置端（FREQSET）的振蕩電容(Cf)，基準(zhǔn)電壓（VREF）端的旁路電容和VIN的旁路電容以及RAMP端斜波電容(CR)都應(yīng)就近可靠地接于信號地。管腳19為斜波端，該腳是PWM比較器的一個輸入端，可通過一個電容CR連接到地，電壓以下式陡度建立：該腳可通過很少的器件實(shí)現(xiàn)電流方式控制，同時提供陡度補(bǔ)償。該腳也可使其同步工作于外部時鐘頻率，但外部時鐘頻率需大于芯片的時鐘頻率。管腳16為頻率設(shè)置端，該腳與地之間通過一個電阻和電容來設(shè)置振蕩頻率，具體計(jì)算公式為：管腳17為時鐘/同步端，作為輸出，提供時鐘信號；作為輸入，該腳提供一個同步點(diǎn)。管腳12為電源地端。當(dāng)電源電壓超過欠壓鎖定閾值時，電源電流（IIN）從100μA猛增到20mA。為保證芯片正常工作，在該引腳電壓低于欠壓鎖定閾值（）時停止工作。該引腳應(yīng)接一個旁路電容到電源地。管腳118為輸出OUTA～OUTD端，該引腳為2A的圖騰柱輸出，可驅(qū)動MOSFET和變壓器。管腳6為軟起動端，當(dāng)輸入電壓（VIN）低于欠壓鎖定閾值（）時，該引腳保持地電平，該引腳可實(shí)現(xiàn)過壓保護(hù)。管腳5為電流檢測端，該引腳為電流故障比較器的同相輸入端，（由VREF分壓）。管腳3為誤差放大器的反相輸入端，該引腳通常利用分壓電阻檢測輸出電源電壓。管腳2為電壓反饋增益控制端，當(dāng)誤差放大器的輸出電壓低于1V時實(shí)現(xiàn)0176。 UC3875各個管腳的使用說明管腳1可輸出精確的5V基準(zhǔn)電壓，其電流可以達(dá)到60mA。Unitrode公司的UC3875芯片，它有4個獨(dú)立的輸出驅(qū)動端可以直接驅(qū)動四只功率MOSFET管，其中OUTA和OUTB相位相反，OUTC和OUTD相位相反，而OUTC和OUTD相對于OUTA和OUTB的相位θ是可調(diào)的，也正是通過調(diào)節(jié)θ的大小來進(jìn)行PWM控制的。 UC3875芯片的引腳簡介和功能簡介UC3875是美國Unitrode公司針對移相控制方案推出的PWM控制芯片，適用于全橋變換器中驅(qū)動四個開關(guān)管，四個輸出均為圖騰柱式結(jié)構(gòu)，可以直接驅(qū)動MOSFET或經(jīng)過驅(qū)動電路放大，驅(qū)動大功率MOSFET或IGBT。為了保證有足夠的余量實(shí)現(xiàn)可靠性，選取死區(qū)時間為100ns?？稍O(shè)為5kΩ。并且這種設(shè)計(jì)只是針對輸入電壓恒定的情況，本課題要求輸入為200~300V,所以有必要對系統(tǒng)進(jìn)行校正，采取閉環(huán)控制以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。圖32四個開關(guān)管的驅(qū)動波形依次為Q1,Q2,Q3,Q4，圖33高頻變壓器原邊電壓波形圖34變換器輸出電壓隨時間變化的波形 本章小結(jié)本章開始選取了ZVZCS PWM DC/DC全橋變換器的一種拓?fù)錇橹麟娐?，并對其工作原理進(jìn)行分析，最后對主電路參數(shù)進(jìn)行選取，并將所得參數(shù)代入仿真電路中，通過不斷的調(diào)節(jié)，最終得到所需的波形。之后對其進(jìn)行仿真。雖然變換器最終實(shí)現(xiàn)了雙極性輸出，但是我們可以將其變壓器副邊的全橋整流視為兩個全波整流器的并聯(lián)，只觀察和分析其中一路輸出的情況就能的到兩路輸出的全部信息。通過電力電子電路和電機(jī)控制系統(tǒng)的仿真，不僅展示了 MATLAB/SIMULINK 的強(qiáng)大功能，并且可以有效的學(xué)習(xí)控制系統(tǒng)仿真的方法和技巧，研究電路和系統(tǒng)的原理和性能。在SIMULINK平臺上，仿真模型的可讀性很強(qiáng)，這就避免了在MATLAB窗口使用MATLAB命令和函數(shù)仿真時，需要熟悉記憶大量M函數(shù)的麻煩。SIMULINK為MATLAB提供了各種仿真工具，尤其是它不斷擴(kuò)展的、內(nèi)容豐富的模塊庫，為系統(tǒng)的仿真提供了極大便利。MATLAB是Matrix Laboratory (矩陣實(shí)驗(yàn)室)的縮寫，這是一種以矩陣為基礎(chǔ)的交互式程序計(jì)算語言。(4)開關(guān)管的選擇 MOSFET選用IRF450，Vdss=500V,Cds=300pF。(3)輸出濾波電容 輸出濾波電容的容量與電源對輸出電壓峰峰值的要求有關(guān)，可有下式來計(jì)算輸出濾波電容的電容量 (38)。考慮到各種損耗，可將變比K取得大一些，取。因?yàn)?，一般，若取?% 所以 (31) (32) (33) (34)(1)變壓器的設(shè)計(jì) 為了提高高頻變壓器的利用率，減小開關(guān)管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓，從而減小損耗和降低成本，高頻變壓器原副邊變比應(yīng)盡可能的大一些。所有的元器件均在低電壓、低電流下工作，還有負(fù)載范圍寬，占空比損失小等優(yōu)點(diǎn)，從而使此變換器具有高效率，低成本，解決了目前常見變換器的許多問題[8] 主電路參數(shù)設(shè)計(jì)已知Vin=200~300V，Vo=177。如圖31所示：圖31 復(fù)變無源箝位FBZVZCSPWM變換器拓?fù)浯穗娐犯边呌梢粋€簡單輔助電路構(gòu)成：包括一個小電容和兩個小二極管，結(jié)構(gòu)簡單。最后對建立了變換器的小信號模型，為設(shè)計(jì)其控制電路提供了依據(jù)。(3)控制對濾波電感電流的傳遞函數(shù)：若忽略濾波電容的串聯(lián)電阻，則有 (230)式中，此即為電流環(huán)功率的傳遞函數(shù)。圖215 移相全橋ZVS變換器的小信號模型可進(jìn)行小信號分析，推導(dǎo)出移相全橋ZVS 變換器的主電路傳遞函數(shù)。需要強(qiáng)調(diào)的是，來源于電路本身（即和的擾動）且不被控制電路控制。(3) 輸入電壓擾動對的影響 (223) 當(dāng)時，則有 (224)把上述結(jié)果加到BUCK 變換器的平均小信號電路模型中，也就是通過用的總的變化來代替在BUCK 變換器小信號模型的從而獲得移相全橋ZVS 變換器的小信號模型。(1) 占空比擾動 對的影響由式(219)可得 (221)即占空比擾動對的影響可以近似為。圖214 BUCK 變換器的小信號模型由于諧振電感和變壓器副邊整流二級管的影響，移相全橋變換器存在占空比丟失的現(xiàn)象，副邊占空比為： (219)移相全橋變換器輸出電壓增益為： (220)其中，n 為變壓器副邊匝數(shù)與原邊匝數(shù)的比值；為電感電流平均值。為了精確地建立移相全橋變換器的動態(tài)特性模型，找出，和對的影響是必要的。因?yàn)檫@種變換器具有12種開關(guān)狀態(tài)，因此列寫狀態(tài)空間方程式是一個非常復(fù)雜的工作。這就是移相全橋ZVS變換器的工作過程。(7) 開關(guān)模態(tài)6，在這段時間里，電源給負(fù)載供電，原邊電流增加。由于原邊電流還不足以提供負(fù)載電流，負(fù)載電流還是由兩個整流管提供回路，因此原邊電流還是為零，加在諧振電感兩端電壓是電源電壓。由于原邊電流還不足以提供負(fù)載電流，負(fù)載電流還是由兩個整流管提供回路，因此原邊電流還是為零，加在諧振電感兩端電壓是電源電壓，原邊電流反向增加。原副邊的電流回路如圖211所示。當(dāng)原邊電流下降到零，二極管和自然關(guān)斷，中將流過電流。原邊諧振電感的儲能回饋給輸入電源。由電路結(jié)構(gòu)可得： (29) (210)即： (211)令，解得： (212) (213)令，則有： (214) (215)在時刻，電壓上升至，電壓下降到零，自然導(dǎo)通，開關(guān)管和的導(dǎo)通延遲時間t4： (216)(5) 開關(guān)模態(tài)4，在時刻，自然導(dǎo)通，將的電壓箝在零位，此時開通，是零電壓開通。在時刻，當(dāng)電壓上升到，自然導(dǎo)通，這一模態(tài)結(jié)束。此時，的極性自零變?yōu)樨?fù)，變壓器副邊繞組電勢下正上負(fù)，整流二極管同時導(dǎo)通，將變壓器副邊繞組短接，這樣變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零，直接加到諧振電感上。原邊電流由，兩條途徑提供，即原邊電流Ip用來抽走上的電荷，同時又給充電。時刻，原邊電流下降到。原副邊的電流回路如圖29所示。雖然被開通，但并沒有電流通過，原邊電流由流過。從而結(jié)束該模態(tài)。原副邊的電流回路如圖28所示。由于有和，是零電壓關(guān)斷。如圖27所示。原邊電流由電源正經(jīng)由，諧振電感，變壓器原邊繞組以及，最后回到電源負(fù)級，在t0時刻原邊電流達(dá)到最大值。在分析之前，做出如下假設(shè)：所有開關(guān)管，二極管為理想器件，所有電容，電感和變壓器為理想元件。和分別領(lǐng)先于和一個相位，所以稱和組成的橋臂為領(lǐng)先橋臂，和組成的橋臂為滯后橋臂。每組橋臂的兩個功率開關(guān)管成180176。其主要缺點(diǎn)是:滯后橋臂開關(guān)管在輕載下將失去零電壓開關(guān)功能，次邊存在較大的占空比丟失，開關(guān)管的開關(guān)為硬開關(guān)，開管損耗大。這種控制策略是本次設(shè)計(jì)采用的控制方式，如圖26。兩只對角的開關(guān)管開通、關(guān)斷都不同時進(jìn)行，其中一個先開通先關(guān)斷，而另一只則后開通后關(guān)斷。這就是所謂的“有限雙極性控制”的另外一種情況，可能的實(shí)現(xiàn)方法也有兩種，如圖25所示。圖24 有限雙極性控制方式（一）圖25 有限雙極性控制方式（二）圖26 移相控制方式第二種情況是兩只對角開關(guān)管同時關(guān)斷，但是不同時開通。第二種控制策略“有限雙極性控制”，有兩種情況：第一種情況是兩只對角開關(guān)管同時開通，但另一只管子卻推遲關(guān)斷時間。圖23 全橋變換器的傳統(tǒng)PWM控制方式實(shí)際上，互為對角的開關(guān)管的開通或關(guān)斷不一定要在同一時刻完成?；閷堑拈_關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷都是同時進(jìn)行的方式，其門極信號的時序波形圖如圖23所示。為了得到這個電壓，最傳統(tǒng)的方法就是互為對角的開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷都是同時進(jìn)行，每只開關(guān)管導(dǎo)通時間小于半個周期。圖21基本電路結(jié)構(gòu) ，是直流輸入電壓； ~是四個主功率開關(guān)管；~分別是~的驅(qū)動信號；~和~分別是~的反并聯(lián)二極管和并聯(lián)電容；是變壓器原邊串聯(lián)的諧振電感，包括變壓器的漏感；是變壓器原邊的隔直電容，用以防止變壓器直流偏磁現(xiàn)象發(fā)生；T為高頻變壓器；、是變壓器副邊的整流二極管；和分別是輸出濾波電感和濾波電容；是負(fù)載。因此，設(shè)計(jì)一個基于全橋移相的雙極性輸出的 DC/DC變換器就可以很好地解決光伏電池輸出從單極性到雙極性。移相全橋軟開關(guān)電路由于把PWM 控制技術(shù)與軟開關(guān)技術(shù)結(jié)合在了一起，所以在中大功率變換器中應(yīng)用非常的廣泛。 本次研究的主要內(nèi)容 在許多場合需要將單極性輸出的直流電變換為雙極性輸出的直流電。⑥廣義軟開關(guān)PWM變換器。有源鉗位軟開關(guān)電源變換器，在開關(guān)管關(guān)斷時可以吸收浪涌能量，在開關(guān)管導(dǎo)通時，能將吸收的能量回饋入電網(wǎng)。⑤有源鉗位軟開關(guān)變換器。它可分為零電壓轉(zhuǎn)換(Zerovoltage transform，ZVT)PWM變換電路和零電流轉(zhuǎn)換(Zerocurrent transform)PWM變換電路，它的特點(diǎn)是輔助諧振電路只是在主開關(guān)管開關(guān)時工作一段時間，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，其他時間停止工作。為了解決這些問題，零轉(zhuǎn)換PWM變換器被提出。與QRCs不同的是，諧振元件的諧振工作時間與開關(guān)周期相比很短，一般為開關(guān)周期的1/101/5。它可分為零電壓開關(guān)PWM變換器(Zerovoltageswitching PWM converters)和零點(diǎn)流開關(guān)PWM變換器(Zerocurrentswitching PWM converters)。為此，提出了ZVSPWM變換器和ZCSPWM變換器。這類變換器需要采用頻率調(diào)制控制方法。準(zhǔn)諧振變換器分為零點(diǎn)流開關(guān)準(zhǔn)諧振變換器(Zerocurrentswitching Quasiresonant converters，ZCS QRCs)和零電壓開關(guān)準(zhǔn)諧振變換器(Zerovoltageswitching Quasi．resonant converters，ZVS QRCs)。(2)準(zhǔn)諧振變換器(Quasiresonant converters，QRCs)和多諧振變換器(Multiresonant converters，MRCs)。在這類變換器中，諧振元件一直諧振工作，參與能量變換的全過程。該類變換器實(shí)際上是負(fù)載諧振型變換器，按照諧振元件的諧振方式，分為串聯(lián)諧振變換器(Series resonant converters，SRCs)和并聯(lián)諧振變換器(Parallel resonant converters，PRCs)兩類。近幾十年來，軟開關(guān)技術(shù)已得到很大的發(fā)展，而且一直是開關(guān)變換器的主要研究方向之一。為了減小變換器的體積和重量，必須實(shí)現(xiàn)高頻化。而開關(guān)變換器中的開關(guān)管一般工作在硬開關(guān)狀態(tài)，在開關(guān)過程中容易產(chǎn)生開關(guān)損耗(Switching loss)，并且隨著頻率的增加成正比增加，嚴(yán)重影響變換器的轉(zhuǎn)換效率和功率密度的提高。隨著電子技術(shù)的不斷發(fā)展與創(chuàng)新，開關(guān)電源產(chǎn)業(yè)有著廣闊的發(fā)展前景，開關(guān)電源的干擾和性價(jià)比也正在不斷地得到改善。90年代中期出現(xiàn)了軟開關(guān)技術(shù)能