【正文】 芯片有ADSP2101/2103/2105，ASDP2111/2115，ADSP2161/2162/2164以及ADSP2171/2181，浮點(diǎn)DSP芯片有ADSP21000/210ADSP21060/21062等。1986年，該公司推出了定點(diǎn)處理器iuC56010。T公司于1984年推出的DSP32。1983年日本Fujitsu公司推出的MB8764，其指令周期為120ns，且具有雙內(nèi)部總線，從而使處理吞吐量發(fā)生了一個(gè)大的飛躍。TI公司也成為世界上最大的DSP芯片供應(yīng)商，其DSP市場(chǎng)份額占全世界份額近50%。TI將常用的DSP芯片歸納為三大系列，即:TMS320C2000系列(包括TMS320C2X/C2XX)、TMS320C5000系列(包括 TMS320C5X/C54X/C55X), TMS320C6000系列(TMS320C62X/C67X)。在這之后，最成功的DSP芯片當(dāng)數(shù)美國德州儀器公司(Texas Instruments，簡(jiǎn)稱TI)的一系列產(chǎn)品。這兩種芯片內(nèi)部都沒有現(xiàn)代DSP芯片所必須有的單周期乘法器。圖411為變換器反向工作時(shí)，輸入電壓為288V,輸出電壓的波形，從圖中可以看出，輸出電壓值在12V左右，滿足設(shè)計(jì)的要求。圖49 正向工作時(shí)輸出電壓波形Fig49 Output voltage waveforms in forward work mode4） 雙向半橋零電壓DCDC變換器反向工作時(shí)的主要波形 圖410 反向時(shí)的Vr1和Vr2的波形Fig410 Waveforms of Vr1 and Vr2 in reverse work mode雙向半橋零電壓DCDC變換器反向工作時(shí)，因?yàn)橐獙?duì)電流進(jìn)行控制，控制電路采用平均電流模式控制。圖48為正向工作模式下，輸出電壓為288V、輸出功率P0=72W時(shí)，變壓器漏感Ls兩邊電壓Vr1和Vr2的波形。圖46 開關(guān)管脈沖波形Fig46 Waveforms of switch tube pulse2） 變壓器基本原理仿真波形圖如圖47所示，圖中為變壓器電壓和電流波形。仿真電路所用的其它主要參數(shù)如下：主功率開關(guān)管S1～S4 ：RDS= ；輸入的直流電壓：V in=12V；輸出的直流電壓：Vo=288V；變壓器的匝比：1/12；開關(guān)頻率：f = 20kHz。電流閉環(huán)由運(yùn)算放大器IC4,R11, R12和C4構(gòu)成，它也是一個(gè)PI調(diào)節(jié)器，其給定是電壓閉環(huán)的輸出。圖45是變換器反向工作時(shí)的平均電流模式閉環(huán)控制的具體實(shí)現(xiàn)電路，電壓閉環(huán)由運(yùn)算放大器IC2, R4, R5, R6, R7, R8和C1構(gòu)成，它是一個(gè)PI調(diào)節(jié)器。二者的誤差信號(hào)經(jīng)比例積分調(diào)節(jié)器PI1后，得到的輸出信號(hào)ir作為輸出濾波電感電流iL的給定值, if為濾波電感電流檢測(cè)值的平均值。圖43是變換器正向工作時(shí)的電壓模式閉環(huán)控制的具體實(shí)現(xiàn)電路，電壓閉環(huán)由運(yùn)算放大器IC2, R4, R5, R6, R7, R8,R9,C1和C2構(gòu)成，它是一個(gè)PID調(diào)節(jié)器。圖42給出了變換器正向工作時(shí)的電壓模式閉環(huán)控制的原理圖:圖42 電壓模式控制原理圖Fig42 Diagram of the voltagemode control圖42中，ur為輸出電壓參考給定，uf為輸出電壓反饋檢測(cè)值。故本文在能量正向流動(dòng)時(shí)，控制回路采用電壓模式控制。文獻(xiàn)[24]提出了一種峰值電流模式的移相半橋DCDC變換器，提高了變換器的動(dòng)態(tài)性能，防止了變壓器的偏磁。這兩種電流模式都采用電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方式。電壓模式雖然具有控制方法簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，但相對(duì)與電流模式而言，其動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能都較差，而且電壓模式對(duì)電流沒有控制，無法對(duì)變換器進(jìn)行功率控制，也不利于變換器的并聯(lián)使用，其可移植性差。 閉環(huán)控制DCDC變換器的閉環(huán)控制有電流模式和電壓模式兩種[2325]。Simulink是Matlab軟件的擴(kuò)展，它是一個(gè)交互式動(dòng)態(tài)系統(tǒng)建模、仿真和分析圖形環(huán)境，它支持連續(xù)、離散及兩者混合的線形和非線性系統(tǒng)，也支持具有多種采樣速率的多速率系統(tǒng)。它的核心是數(shù)值計(jì)算，廣泛地應(yīng)用于自動(dòng)控制、信號(hào)處理、圖像處理等若干領(lǐng)域。 MATLAB簡(jiǎn)介Matlab是美國Math Works軟件公司自上個(gè)世紀(jì)八十年代開始推出的一種使用簡(jiǎn)單的工程計(jì)算語言。仿真是伴隨著計(jì)算機(jī)性能的不斷提高而逐漸發(fā)展起來的一種有效的分析設(shè)計(jì)工具，可以取代人工的計(jì)算分析，將設(shè)計(jì)人員從重復(fù)性的計(jì)算勞動(dòng)中解脫出來?？梢愿鶕?jù)下式來計(jì)算開關(guān)管的死區(qū)時(shí)間：tr=2VinC/I0 (316)由于MOSFET管體內(nèi)節(jié)電容Coss一般比較大（幾百皮法）,在本電路中亦無需再額外并聯(lián)電容，故C≈。理想情況下，隔直電容上所允許的下降量dV為輸入直流電壓的10％~20％,產(chǎn)生該壓降的等效平頂脈沖電流為Ir， /2。在半橋電路中，若電容CC2兩端的電壓不能精確到完全相等，則開關(guān)管S1導(dǎo)通時(shí)初級(jí)側(cè)承受的電壓將與開關(guān)管S2導(dǎo)通時(shí)的不相等，磁通會(huì)沿磁滯回線正向或反向持續(xù)增加直至使磁心飽和，損壞開關(guān)管。 開關(guān)管應(yīng)力開關(guān)管上的電壓、電流和du/dt的變化范圍對(duì)于開關(guān)管的設(shè)計(jì)很重要。所以，可以假設(shè)最大輸出功率是P0 ，輸入電壓為Vin，開關(guān)頻率為f，相位移角為，變壓器漏感Ls可用下式來計(jì)算，即 (37) 輸入電感的設(shè)計(jì)該變換器輸入的平均電流為：Idl = (38)假設(shè)變換器的電流紋波已知（I），Ldc可以用下式來計(jì)算： (39)式中，為紋波電流，為S2在一個(gè)開關(guān)周期的導(dǎo)通時(shí)間。設(shè)D=，開關(guān)頻率為 f =20kHz，上述公式可以簡(jiǎn)化為： (36)圖31輸出功率Po，相位移角和漏感LS的關(guān)系曲線圖Fig31 Output power, phase shift and leakage inductance LS圖31是漏感LS=，輸出功率Po與相位移角的關(guān)系圖，從圖中可以看出，變換器的輸出功率最大。D=/2。該模式在=時(shí)結(jié)束。在一個(gè)開關(guān)周期此變換器有四種工作模式。先考慮沒有損耗的理想情況，即變換器的輸入功率等于輸出功率。變壓器的漏感在此變換器是一個(gè)非常重要參數(shù)，它的取值直接影響到變換器的輸出功率的大小。此變換器電路中變壓器有三種功能:1) 變換器的高壓側(cè)與低壓側(cè)進(jìn)行隔離；2) 低壓側(cè)電壓到相應(yīng)的高壓；3) 變壓器的漏感用來存儲(chǔ)和傳遞能量。因此，在主電路拓?fù)浯_定以后首先應(yīng)該進(jìn)行的是變壓器的設(shè)計(jì)。概括如下： (21)3參數(shù)設(shè)計(jì) 變壓器漏感的設(shè)計(jì)開關(guān)電源中變壓器是核心器件，變壓器設(shè)計(jì)的好壞不僅影響變壓器本身的發(fā)熱和效率，同時(shí)也影響到開關(guān)電源的技術(shù)性能和可靠性。反向工作原理跟正向工作原理類似,只不過S3和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)在相位上超前于S1和S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。從圖210可以看出，在正向模式下ZVS通斷的條件主要決定于在t1,t5,t7,t11時(shí)刻電流Ir1與Id1的值。而開關(guān)管的ZVS導(dǎo)通是在和它反并聯(lián)的二極管導(dǎo)通期間來開通開關(guān)管來實(shí)現(xiàn)的。圖210為該ZVS雙向DCDC變換器的正向工作模式下穩(wěn)態(tài)工作時(shí)主要電壓、電流的波形。圖29 階段12Fig29 Step 12從上面分析可知，低壓側(cè)半橋有兩個(gè)作用：a作為一個(gè)Boost變換器來提高電壓，b作為一個(gè)產(chǎn)生一個(gè)高頻交流電壓的逆變器。在此期間，S3在ZVS 條件下導(dǎo)通。相應(yīng)的，它們充放電的快慢取決于在t11時(shí)刻電流Ir1的大小。圖28a 階段10 Fig28a Step 1012）階段11：(t11~t12) 如圖28b在t11時(shí)刻，S4關(guān)斷。在此期間，二次側(cè)電流也從D4換向到S4。在此期間，S1在ZVS 條件下導(dǎo)通。圖26b 階段7 Fig26b Step 79）階段8：(t8~t9) 如圖27a在t8時(shí)刻，當(dāng)Vcr1下降到0時(shí)，D1開始導(dǎo)通。Vr1也從V2開始上升。圖26a 階段6 Fig26a Step 68）階段7：(t7~t8) 如圖26b在t7時(shí)刻，S2關(guān)斷。圖25b 階段5 Fig25b Step 57） 階段6：(t6~t7) 如圖26a在t6時(shí)刻，當(dāng)諧振電容Cr4的電壓下降到0時(shí)，D4開始導(dǎo)通。諧振電容Cr3和Cr4開始充放電。圖24b 階段3 Step 35） 階段4：(t4~t5 ) 如圖25a從t4時(shí)刻起，電流Ir1開始改變極性,然后二次側(cè)電流也開始從D3換向到開關(guān)管S3。Ir1線形下降直到在t4時(shí)刻下降為0。在之期間, S2在ZVS 條件下導(dǎo)通。充放電的快慢取決于在t1時(shí)刻電流Ir1與Id1的差值。圖23a 階段0Fig23a Step 02） 階段1：(t1~t2 ) 如圖23b在t1時(shí)刻,S1關(guān)斷，Cr1,Cr2和Tr的漏感Ls開始諧振，使得諧振電容Cr2兩邊的電壓V1+V2開始下降，諧振電容Cr1被充電。圖21 雙向軟開關(guān)半橋DCDC變換器的拓?fù)鋱DFig21 Softswitching bidirectional halfbridge DCDC converter圖22 變壓器的理想電壓與電流波形Fig22 Idealized voltage and current waveforms of transformer正向工作模式下,S1和S2驅(qū)動(dòng)信號(hào)在相位上超前于S3和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。從圖中可以看出變換器電流應(yīng)力大大增加，即增加輸入與輸出之間無功功率的交換，于是增加功率器件、磁性元件的電流應(yīng)力，增加了開關(guān)器件的通態(tài)損耗和磁性元件損耗。當(dāng)輸入方波電源Vr1的幅值和輸出方波電源V r2的幅值匹配時(shí)，即V1= NV3，簡(jiǎn)化電路的主要原理波形如圖22所示(N=n1/n2為變壓器原、副邊的繞組匝比)。它是變換器能量傳輸?shù)闹匾瑫r(shí)也保證了變換器的軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)。通過控制兩個(gè)變換單元之間的相位關(guān)系來調(diào)節(jié)兩個(gè)直流源之間的能量傳輸。另外在能量雙向流動(dòng)時(shí)，沒有輔助設(shè)備就可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓（ZVS）通斷。變換器的隔離變壓器兩端各有一個(gè)雙半橋結(jié)構(gòu)。此變換器主要用于混合動(dòng)力汽車燃料電池的輔助啟動(dòng)。無需另外加入任何輔助開關(guān)或無源諧振網(wǎng)絡(luò),變換器中的所有開關(guān)均可在雙向變換中工作于零電壓開通狀態(tài)，且開關(guān)的電壓應(yīng)力低。該變換器的結(jié)構(gòu)很簡(jiǎn)單，隔離變壓器的兩端各有一個(gè)對(duì)稱半橋。2 雙向半橋DCDC變換器的工作原理 引言本章對(duì)一種雙向半橋零電壓（ZVS）DCDC 變換器拓?fù)鋱D進(jìn)行了原理分析。4) 介紹了DSP的選取，系統(tǒng)的主控制電路，采樣電路，保護(hù)電路和驅(qū)動(dòng)電路的方案。2) 詳細(xì)分析了該變換器的工作原理，根據(jù)各個(gè)開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)，推導(dǎo)出不同時(shí)間段的等效電路結(jié)構(gòu)，給出了實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的條件。論文主要完成以下工作：1) 介紹了一種雙向半橋零電壓（ZVS）DCDC變換器。把軟開關(guān)技術(shù)和PWM控制技術(shù)以及雙向DCDC變換器技術(shù)有機(jī)結(jié)合在一起，有效降低了電路的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲，減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器裝置提高開關(guān)頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。若能將相移控制和PWM相結(jié)合，發(fā)揮PWM控制對(duì)雙向DCDC功率變換器的輸入和輸出電壓大范圍變化適應(yīng)性強(qiáng)的優(yōu)勢(shì)，發(fā)揮移相控制具有無須輔助開關(guān)即可實(shí)現(xiàn)雙向DCDC功率變換器零電壓開關(guān)的能力優(yōu)勢(shì)，就可較好的解決雙向DCDC變換器在目前應(yīng)用中所遇到的問題。考慮到相移控制具有不采用輔助開關(guān)即可實(shí)現(xiàn)雙向DCDC功率變換器零電壓開關(guān)的能力，但當(dāng)輸入電壓或輸出電壓偏離標(biāo)稱電壓時(shí)，環(huán)流嚴(yán)重，通態(tài)損耗大，軟開關(guān)范圍變窄。但當(dāng)相移控制雙向DCDC功率變換器的輸入電壓或輸出電壓偏離標(biāo)稱電壓時(shí)，相移控制在電路中造成嚴(yán)重環(huán)流，導(dǎo)致通態(tài)損耗的迅速增加和軟開關(guān)條件的破壞。軟開關(guān)準(zhǔn)方波零電壓開關(guān)雙向DCDC功率變換器雖然可以定額工作，但存在電流脈動(dòng)大、功率器件通態(tài)損耗和鐵心損耗大的缺點(diǎn)。但諧振、準(zhǔn)諧振、多諧振技術(shù)的雙向DCDC功率變換器由于基于LC諧振工作原理，存在功率器件電壓、電流應(yīng)力大，通態(tài)損耗高，軟開關(guān)的負(fù)載范圍受限等嚴(yán)重缺陷。不采用輔助開關(guān)軟開關(guān)方法有：諧振、準(zhǔn)諧振、多諧振雙向DCDC功率變換器、準(zhǔn)方波零電壓開關(guān)雙向DCDC功率變換器、相移控制雙向DCDC功率變換器。因此，目前，采用輔助開關(guān)的軟開關(guān)雙向DCDC功率變換器存在電路元件多，需要額外引入的輔助開關(guān)及其控制電路等缺點(diǎn)，因此影響成本和功率密度。有源鉗位的雙向DCDC功率變換器也結(jié)合了PWM工作和諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，但是也需要額外引入輔助開關(guān)。采用輔助開關(guān)的軟開關(guān)法有：零電壓轉(zhuǎn)換（ZVT）和零電流轉(zhuǎn)換（ZCT）雙向DCDC功率變換器、有源鉗位雙向DCDC功率變換器。軟開關(guān)技術(shù)是解決功率密度和電磁兼容性問題的關(guān)鍵技術(shù)。②反向工作時(shí)，輔助鉗位管是硬開關(guān)工作的。反向工作中，變換器右端的全橋以移相方式工作，并通過左端全橋和輔助鉗位管的配合工作，削減了移相工作中變換器中的循環(huán)能量，同時(shí)維持了左端全橋的零電壓零電流軟開關(guān)工作條件。該種拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)是:①消除了無有源鉗位輔助回路時(shí)電流饋全橋端存在電壓應(yīng)力大的缺陷。6) 有源鉗位類雙向DCDC變換器[19]有源鉗位技術(shù)近十年來在單向DCDC變換器中得到了廣泛的應(yīng)用，通過加入有源鉗位支路能有效地將主開關(guān)管關(guān)斷后的電壓鉗位，去除了電壓過沖和振蕩，減小了器件的電壓應(yīng)力，而且在一定條件下也可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。圖111 一種應(yīng)用無源