【正文】 串行通信口，片內(nèi)振蕩器及時(shí)鐘電路。由于將多功能 8 位 CPU 和閃爍存儲(chǔ)器組合在單個(gè)芯片中，ATMEL 的 AT89C51 是一種高效微控制器，AT89C2051 是它的一種精簡(jiǎn)版本。單片機(jī)的可擦除只讀存儲(chǔ)器可以反復(fù)擦除 1000 次。電路圖如圖 312：23圖 312 驅(qū)動(dòng)電路圖 控制部分電路設(shè)計(jì) AT89C51 芯片簡(jiǎn)介AT89C51 是一種帶 4K 字節(jié) FLASH 存儲(chǔ)器（FPEROM—Flash Programmable and Erasable Read Only Memory）的低電壓、高性能 CMOS 8 位微處理器，俗稱單片機(jī)。隨著晶閘管制作技術(shù)與工藝水平的不斷提高，晶閘管也在朝著更高等級(jí)的方向發(fā)展。主電路的干擾常通過觸發(fā)電路的輸出級(jí)而進(jìn)入觸發(fā)電路，常用的干擾措施為：脈沖變壓器采用靜電屏蔽，串聯(lián)二極管、并聯(lián)電容等（如圖 11） 。觸發(fā)電路正確可靠的運(yùn)行是對(duì)晶閘管設(shè)備的安全運(yùn)行極為重要的環(huán)節(jié)。常用的是在觸發(fā)電路與主回路之間連接脈沖變壓器。 隔離輸出方式及抗干擾能力。同時(shí)，未了使電路在給定的范圍內(nèi)工作，應(yīng)保證觸發(fā)脈沖能在相應(yīng)范圍內(nèi)工作，應(yīng)保證觸發(fā)脈沖能在相應(yīng)的范圍內(nèi)進(jìn)行移相。脈沖如圖 311： 觸發(fā)脈沖的同步及移相范圍。由于元件特性的分散性，先導(dǎo)通元件的 di/dt 就會(huì)超過允許值而損壞，故應(yīng)采取圖 13所示的強(qiáng)觸發(fā)脈沖。為使串聯(lián)晶閘管元件能同時(shí)導(dǎo)通，觸發(fā)電路應(yīng)能產(chǎn)生強(qiáng)觸發(fā)脈沖。如果觸發(fā)脈沖過窄，在脈沖終止時(shí)主回路電流還未上升到晶閘管的擎住電流，則晶閘管會(huì)重新關(guān)斷。由于晶閘管門極參數(shù)的分散性以及其觸發(fā)電壓、電流隨溫度變化的特性，為使各合格元件在各種條件下均能可靠觸發(fā)，觸發(fā)電流、電壓必須大于門極觸發(fā)電流 IGT和觸發(fā)電壓 UGT，既脈沖信號(hào)出發(fā)功率必須保證在各種工作條件下都能使晶閘管可靠導(dǎo)通。觸發(fā)信號(hào)應(yīng)有一定的功率及寬度。具體如下：觸發(fā)信號(hào)可以是交流，直流或脈沖形式。觸發(fā)電路在晶閘管變流裝置中的地位如圖 310 所示，可把觸發(fā)電路和主回路看成一個(gè)功率放大器，以小功率的輸入信號(hào)直接控制大功率的輸出。兩者之間即相對(duì)獨(dú)立，相互依存。 晶閘管的觸發(fā)系統(tǒng)晶閘管一般觸發(fā)電路圖如下圖 39：圖 39 觸發(fā)系統(tǒng)圖晶閘管觸發(fā)電路的作用是將控制信號(hào) Uk 轉(zhuǎn)變成延遲角 α（或 β）信號(hào)，通過觸發(fā)電路向晶閘管提供門極電流，決定各個(gè)晶閘管的導(dǎo)通時(shí)刻。為了滿足高耐壓就不得不采用晶閘管串聯(lián)技術(shù)，為保證高壓串聯(lián)晶閘管安全可靠地運(yùn)行，高壓串聯(lián)晶閘管的驅(qū)動(dòng)與保護(hù)必將成為所有晶閘管應(yīng)用廠家必須研究開發(fā)的重點(diǎn)課題。lt。 在 lm78 ** 、lm79 ** 系列三端穩(wěn)壓器中最常應(yīng)用的是 TO220 和 TO202 兩種封裝。 當(dāng)制作中需要一個(gè)能輸出 以上電流的穩(wěn)壓電源，通常采用幾塊三端穩(wěn)壓電路并聯(lián)起來，使其最大輸出電流為 N 個(gè) ，但應(yīng)用時(shí)需注意：并聯(lián)使用的集成穩(wěn)壓電路應(yīng)采用同一廠家、同一批號(hào)的產(chǎn)品，以保證參數(shù)的一致。24V。15V。10V。8V。 16最大輸出電流 ，LM78XX 系列輸出電壓分別為5V。該系列集成穩(wěn)壓 IC 型號(hào)中的 lm78 或 lm79 后面的數(shù)字代表該三端集成穩(wěn)壓電路的輸出電壓，如lm7806 表示輸出電壓為正 6V，lm7909 表示輸出電壓為負(fù) 9V。它的樣子象是普通的三極管，TO 220 的標(biāo)準(zhǔn)封裝。電子產(chǎn)品中，常見的三端穩(wěn)壓集成電路有正電壓輸出的 lm78 系列和負(fù)電壓輸出的 lm79 系列。 電源輸入端采用整流橋整流。采用集成穩(wěn)壓器 7805，Ca、CC7 分別為輸入端和輸出端濾波電容，R 為負(fù)載電阻。 DDDD8 都是作為整流使用。采用集成穩(wěn)壓器 7805，Cb、Cc、CC9 分別為輸入端和輸出端濾波電容，R 為負(fù)載電阻?？煽毓枋诫娫垂ぷ麟妷簞?dòng)態(tài)范圍寬，損耗小，性能好，技術(shù)要求較高；磁飽和式電源技術(shù)要求較低，但總損耗較大，工作電壓動(dòng)態(tài)范圍也較窄。系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)圖如圖 31：圖 31 系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)圖11 電源電路設(shè)計(jì)電源電路的分析：功率因數(shù)表工作電壓范圍很寬，所以對(duì)穩(wěn)壓電源有特殊要求。?36?0(1)36fK?????103 硬件電路設(shè)計(jì) 系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)圖系統(tǒng)的主電路由電流過零檢測(cè)電路、電壓過零檢測(cè)電路、電源模塊電路以及驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成，控制部分以單片機(jī)芯片 AT89C51 為核心，輔以抗負(fù)載干擾電路加上顯示電路來實(shí)現(xiàn)異步電動(dòng)機(jī)的功率因數(shù)顯示、檢測(cè)、控制。為了得到較為規(guī)范的相角差，可考慮360?將 減去 的整數(shù)倍。如圖 24 所示:圖 24 相位前推法則相位角差為： (28)式中 ——電壓信號(hào)頻率；f ——波形信號(hào)采樣頻率。接著對(duì)電流信號(hào)進(jìn)行分析，從 K 值開始計(jì)數(shù)，尋找電流從正值轉(zhuǎn)變?yōu)樨?fù)值的采樣點(diǎn)，9記為 K1。在單片機(jī)上可以對(duì)相角差進(jìn)行計(jì)算。在本次設(shè)計(jì)中，將選用適合于數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)以及具有較廣應(yīng)用范圍的相角差法進(jìn)行功率因數(shù)的測(cè)量計(jì)算。只需在預(yù)期電流的波形圖上測(cè)量出兩個(gè)數(shù)據(jù)，且所測(cè)得的 是全電路功率因數(shù)。mI最后，根據(jù) 和 的比值計(jì)算出沖擊系數(shù) ,即1a K8 (27)1amIK?接著根據(jù) 值查表 22，即可得到電路的功率因數(shù)值。沖擊系數(shù)法同樣適用于 值較小的情況。因此，采用此方法時(shí)還必f須測(cè)量實(shí)際電源的頻率。 越小， 越大，故此方法只適用于 值較小的情況dIdI下。T/LR?而功率因數(shù) 可表示為：cos? (26)22 2211()()()RZff fT???????將式(25)中計(jì)算得到的數(shù)據(jù)代入式(26)中即可算出 。 T根據(jù)全電流波形，分別量取第一個(gè)與第二個(gè)電流峰值( 和 )和相應(yīng)的時(shí)間( 和1aI21t)以及電流周期分量(即達(dá)到穩(wěn)態(tài)的電流)峰值 。 直流分量法預(yù)期電流 由周期分量(交流分量)和非周期分量 (衰減的直流分量)兩部分i dI組成。該方法的優(yōu)點(diǎn)是電路的功率因數(shù)在很大的范圍內(nèi)都能測(cè)量；缺點(diǎn)是未計(jì)入電網(wǎng)部分的阻抗對(duì)功率因數(shù)的影響，所測(cè)得的功率因數(shù)不是全電路功率因數(shù)。故此方法只能在試驗(yàn)電流不大的情況下使用。 直讀法 直讀法其實(shí)是將全阻抗法的測(cè)量?jī)x表全部移到變壓器二次側(cè)，使得該方法測(cè)得的實(shí)際上只是負(fù)載電路的功率因數(shù)，而不是全電路的功率因數(shù)。測(cè)量時(shí)，外施低電壓電源的電壓應(yīng)盡可能高，以消除附加的測(cè)量誤差。功率因數(shù)的測(cè)量方法有很多種，其中較為常見的有?以下五種測(cè)量方法。盡管定子電流可能增大或減小，但定子電流與電源電壓之間的相角總是減小的，所以，功率因數(shù)將隨電壓的增加而減小，隨電壓的減小而增大。當(dāng)負(fù)載增加時(shí)，轉(zhuǎn)子電流的有功分量增加，定子電流的有功分量隨之增加，功率因數(shù)上升，由于在空載到額定負(fù)載范圍內(nèi)，電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)差率很小，所以轉(zhuǎn)子功率因數(shù)角幾乎不變，但負(fù)載超過額定值時(shí)，轉(zhuǎn)差率變大，功率因數(shù)角也增大，轉(zhuǎn)子電流的無功分量增加，使電動(dòng)機(jī)的定子功率因數(shù)有所下降。 影響功率因數(shù)的主要因素 負(fù)載變化對(duì)電動(dòng)機(jī)功率因數(shù)的影響由異步電機(jī)等效電路求得的總阻抗是感性的，所以對(duì)電源來說，異步電動(dòng)機(jī)相當(dāng)于一個(gè)感性阻抗，其功率因數(shù)小于 1。由上式可知 n1 與 n 有差異是異步電動(dòng)機(jī)運(yùn)行的必要條件。可見，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速 n 總是略小于旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的轉(zhuǎn)速 n1。因?yàn)橐坏┺D(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)速和旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的轉(zhuǎn)速相同，二者便無相對(duì)運(yùn)動(dòng)，轉(zhuǎn)子也不能產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)和感應(yīng)電流，也就沒有電磁轉(zhuǎn)矩了。異步電動(dòng)機(jī)的定子和轉(zhuǎn)子之間能量的傳遞是靠電磁感應(yīng)作用的，故異步電動(dòng)機(jī)又稱感應(yīng)電動(dòng)機(jī)。力 F 的方向可由左手定則確定。由于轉(zhuǎn)子繞組是閉合的，于是在感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的作用下，繞組內(nèi)有電流流過，如圖 3—4 所示。這時(shí)轉(zhuǎn)子導(dǎo)體與旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)之間存在著相對(duì)運(yùn)動(dòng)，切割磁力線而產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。由此可見，旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的方向是由三相電流的相序決定的，即把通入三相繞組中的電流相序任意調(diào)換其中的兩相，就可改變旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的方向。對(duì)于已知磁極對(duì)數(shù)的異步電動(dòng)機(jī)，可得出對(duì)應(yīng)的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的轉(zhuǎn)速，如表 21 所示： 表 21 異步電動(dòng)機(jī)磁極對(duì)數(shù)和對(duì)應(yīng)的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的轉(zhuǎn)速關(guān)系表p 1 2 3 4 5 6n1(r/min) 3000 1500 1000 750 600 500 旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的轉(zhuǎn)向由圖 3—3 中各個(gè)瞬間磁場(chǎng)變化，可以看出，當(dāng)通入三相繞組中電流的相序?yàn)閕U→iv→iw，旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)在空間是沿繞組始端 U→V→W 方向旋轉(zhuǎn)的，在圖中即按順時(shí)針方向旋轉(zhuǎn)。的線圈通入對(duì)稱的三相交流電流時(shí)，在空間就產(chǎn)生了一個(gè)旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)。但電流經(jīng)過一個(gè)周期的變化時(shí)，磁場(chǎng)也沿著順時(shí)針方向旋轉(zhuǎn)一周，即在空間旋轉(zhuǎn)的角度為 360176?？臻g角。如圖 3—3c 所示。其合成磁場(chǎng)也是一個(gè)兩極磁場(chǎng)，但 N、S 極的軸線在空間順時(shí)針方向轉(zhuǎn)了 60176。設(shè)此時(shí) N、S 極的軸線（即合成磁場(chǎng)的軸線）為零度。這表示 U 相無電流，V 相電流是從線圈的末端 V2 流向首端 V1，W 相電流是從線圈的始端W1 流向末端 W2，這一時(shí)刻由三個(gè)線圈電流所產(chǎn)生的合成磁場(chǎng)如圖 23 所示。下面就分別取t=0、T/T/T/2 四個(gè)時(shí)刻所產(chǎn)生的合成磁場(chǎng)作定性的分析（其中 T 為三相電流變化的周期） 。假如電流由線圈的始端流入、末端流出為正，反之則為負(fù)。) （21） 3 iw=Imsin(ωt+120176。173。173。如圖 21： 圖 21 三相異步電動(dòng)機(jī)最簡(jiǎn)單的定子繞組 為當(dāng)把三相線圈接成星形，并接通三相對(duì)稱電源后，那么在定子繞組中便產(chǎn)生三個(gè)對(duì)稱電流，即： iU=Imsinωt iv=Imsin(ωt173。 旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)（一）旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)的產(chǎn)生 最簡(jiǎn)單的三相異步電動(dòng)機(jī)的定子繞組，每相繞組只有一個(gè)線圈，三個(gè)相同的線圈U1—UV1—VW1—W2 在空間的位置彼此互差 120176。2 系統(tǒng)的工作原理 異步電機(jī)的工作原理 三相異步電動(dòng)機(jī)的定子繞組是一個(gè)空間位置對(duì)稱的三相繞組，如果在定子繞組通入三相對(duì)稱的交流電流，就會(huì)在電動(dòng)機(jī)內(nèi)部建立起一個(gè)恒速旋轉(zhuǎn)的磁場(chǎng)，稱為旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，它是異步電動(dòng)機(jī)工作的基本條件。本文在第三章中2介紹了本控制系統(tǒng)的硬件設(shè)計(jì)及控制方法。為了達(dá)到這一目的，本文采用 AT89C51 單片機(jī)實(shí)現(xiàn)異步電機(jī)的功率因數(shù)的采集與控制，本文研究的主要內(nèi)容如下：本文在緒論中首先解釋了異步電機(jī)功率因數(shù)的重要意義，以及國內(nèi)外對(duì)功率因數(shù)研究的發(fā)展與現(xiàn)狀。 本文的主要研究?jī)?nèi)容 功率因數(shù)是反映電氣設(shè)備從電源取得有功功率的物理量。從資料上看，近幾年功率因數(shù)校正技術(shù)的研究熱點(diǎn)集中在以下幾個(gè)方面： （1）新電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的提出； （2）把 DC／DC 變換器中的新技術(shù)應(yīng)用到 AFC 電路中(如：軟開關(guān)技術(shù)、開關(guān)電源功率網(wǎng)絡(luò)等)； （3）新型控制方法以及基于新電路結(jié)構(gòu)的特殊控制方法； 單級(jí) PFC 以及穩(wěn)壓開關(guān)變換器的穩(wěn)定性研究?？傊?，應(yīng)用現(xiàn)代高速開關(guān)器件及高頻功率電子電路構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路已經(jīng)成為 PFC 電路的主流。因此三相高功率因數(shù)技術(shù)的研究近年來成為研究熱點(diǎn)。從 90 年代至今，有源功率因數(shù)校正技術(shù)取得了長足的進(jìn)步。這種有源功率因數(shù)校正技術(shù)因其控制簡(jiǎn)單(僅采用一個(gè)控制量，即輸出電壓)而備受青睞，但是一般不能應(yīng)用于較大功率的場(chǎng)合。80 年代末期提出了利用工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)下的變換器進(jìn)行功率因數(shù)校正的技術(shù)，由于其輸入電流自動(dòng)跟蹤輸入電壓，因而也可實(shí)現(xiàn)接近 1 的輸入功率因數(shù)。早期的有源功率因數(shù)校正(APFC)電路是晶閘管電路，進(jìn)入 70 年代以后，隨著電力電子器件的發(fā)展，開關(guān)變換技術(shù)突飛猛進(jìn)，到了 80 年代，現(xiàn)代有源 PFC 技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生，80 年代的有源功率因數(shù)技術(shù)可以說是基于 Boost 變換器的功率因數(shù)校正的年代，在此期間的研究工作主要集中在對(duì)工作在連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)下的 Boost 變換器的研究上。這種方法的特點(diǎn)是控制復(fù)雜，但體積大大減少。前者采用無源元件來改善輸入功率因數(shù)，減少電流諧波，以滿足標(biāo)準(zhǔn)要求。 國內(nèi)外的研究現(xiàn)狀功率因數(shù)校正的概念起源于 1980 年，但被重視和推廣則在上個(gè)世紀(jì) 80 年代末期和 90 年代。通過仿真數(shù)據(jù)證明在實(shí)際中實(shí)現(xiàn)電動(dòng)機(jī)的功率因數(shù)控制，能夠降低生產(chǎn)成本，提高經(jīng)濟(jì)效率。但是，普通的變頻調(diào)速裝置在輕載或空載時(shí)效率低，不能使電動(dòng)機(jī)處在最經(jīng)濟(jì)的運(yùn)行狀態(tài)。異步電動(dòng)機(jī)功率因數(shù)控制本科畢業(yè)設(shè)計(jì)目 錄 摘要 .............................................................................................................................................IABSTRACT ...............................................................................................................................II1 緒論