【正文】 沖形成了一定的死區(qū)，死區(qū)時間可有效地避免延遲效應所造成的一個橋臂未完全關斷，而另一橋臂又處于導通狀態(tài)，避免直通炸掉模塊。電容電壓： ()帶入得： ()計算得到τ=,取電容為1nF,。只有與門兩個的輸入都為高電平時，輸出才為高電平。,IR2110只能提供10ns的死區(qū)時間，需要額外提供2us的死區(qū)時間。死區(qū)時間大，模塊工作更加可靠，但會帶來輸出波形的失真及降低輸出效率。為了使IGBT工作可靠，避免由于關斷延遲效應造成上下橋臂直通，有必要設置死區(qū)時間，也就是上下橋臂同時關斷時間。4．死區(qū)電路的設計由于IGBT存在一定的結電容，所以會造成器件導通關斷的延遲現(xiàn)象。 IR2110的仿真電路圖高壓側輸入輸出波形如下圖所示 高壓側輸入輸出波形低壓側輸入輸出波形如下圖所示 低壓側輸入輸出波形從仿真結果可以看出，輸入電壓為占空比為50%的矩形脈沖波，輸出波形跟蹤輸入波形，也為占空比為50%的矩形脈沖波，但是輸入沒有負壓，而輸出有大約為5V的負電壓，可以保證IGBT可靠關斷，減小拖尾電流。仿真條件為：占空比為50%的標準脈沖波；開關都為理想開關器件；芯片電源直接添加，且為理想的電源；主電路為半橋式逆變電路，其直流電源為兩個相同的理想電壓源；圖中的自舉電容和自舉二極管的選取由上文（1），（2）得到。 IR2110的驅動電路（3）其他器件的選取為了提供反向偏壓，,分壓電容取100μF，柵極電阻取20Ω。此處二極管受到400V的反向直流電壓，承受的電流大約為4020=800μA。(2)自舉二極管的選擇自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關頻率之積。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導通所需要的電壓（10V，高壓側鎖定電壓為 ）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有 的壓降（包括 VD1 的正向壓降）；最后假定有 1/2 的柵電壓（柵極門檻電壓 VTH 通常 3～5V）因泄漏電流引起電壓降。（1）自舉電容設計IGBT 和 PM（POWERMOSFET）具有相似的門極特性。 (6) 開通、關斷延遲小，分別為120ns和94ns。 (4) 邏輯電源的輸入范圍（腳9）5—15V，可方便的與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率電源地之間允許有5V的偏移量。 (2) 懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達500V。場效應管無輸入信號，逆變電源停止輸出。在此同時VCC經(jīng)自舉二極管，C1和S2形成回路，對C1進行充電，迅速為C1補充能量，如此循環(huán)反復。 當HIN為低電平時：VM1關斷，VM2導通，這時聚集在S1柵極和源極的電荷在芯片內部通過Rg1迅速放電使S1關斷。 IR2110工作原理：當HIN為高電平時,VM1開通，VM2關斷，VC1加到S1的柵極和源極之間，C1通過VM1，Rg1和柵極和源極形成回路放電，這時C1就相當于一個電壓源，從而使S1導通。50V/ns，15V下靜態(tài)功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3,即功率器件的柵極驅動電壓）電壓范圍10～20V；邏輯電源電壓范圍（腳9）5～15V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有177。 IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS制造工藝，DIP14腳封裝。如EXB840/84EXB850/85M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等，它們均采用的是光耦隔離，仍受上述缺點的限制。 凡是隔離驅動方式，每路驅動都要一組輔助電源，若是三相橋式變換器，則需要六組，而且還要互相懸浮，增加了電路的復雜性。而且最大占空比被限制在50％,信號的最小寬度又受磁化電流所限。電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應速度快（脈沖的前沿和后沿），原副邊的絕緣強度高，dv/dt共模干擾抑制能力強。 光電隔離具有體積小，結構簡單等優(yōu)點，但存在共模抑制能力差，傳輸速度慢的缺點。采用隔離驅動方式時需要將多路驅動電路、控制電路、主電路互相隔離，以免引起災難性的后果。IGBT的控制、驅動及保護電路等應與其高速開關特性相匹配,另外,在未采取適當?shù)姆漓o電措施情況下,G—E兩端不能開路。RG的具體數(shù)據(jù)與驅動電路的結構及IGBT的容量有關,一般在幾歐～幾十歐,小容量的IGBT其RG值較大，可以減少電路的震蕩。(4)IGBT驅動電路中的電阻RG對工作性能有較大的影響,RG較大,有利于抑制IGBT的電流上升率及電壓上升率,但會增加IGBT的開關時間和開關損耗。但在大電感負載下,IGBT的開頻率不宜過大,因為高速開斷和關斷會產(chǎn)生很高的尖峰電壓,及有可能造成IGBT自身或其他元件擊穿。(2)IGBT的開關時間應綜合考慮。當正偏壓增大時IGBT通態(tài)壓降和開通損耗均下降,但若UGE過大,則負載短路時其IC隨UGE增大而增大,對其安全不利,使用中選UGE=15V為好。本次設計采用硬件調制法，通過SPWM芯片產(chǎn)生所需要的正弦脈沖調寬波。其實現(xiàn)方法簡單，可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發(fā)生電路，用比較器來確定它們的交點，在交點時刻對開關器件的通斷進行控制，就可以生成SPWM波。 硬件調制法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調制得到所期望的PWM波形。該方案實際上就是SPWM法原理的直接闡釋，用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計算各脈沖的寬度和間隔，并把這些數(shù)據(jù)存于微機中，通過查表的方式生成PWM信號控制開關器件的通斷，以達到預期的目的。其缺點是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。當三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時，由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬，在一個載波周期(此時為采樣周期的兩倍)內的位置一般并不對稱，這種方法稱為非對稱規(guī)則采樣。其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點時刻控制開關器件的通斷，從而實現(xiàn)SPWM法。 因此在實際工程中，自然采樣法應用比較少。 自然采樣法是以正弦波為調制波，等腰三角波為載波進行比較，在兩個波形的自然交點時刻控制開關器件的通斷，這就是自然采樣法。由于微機技術的發(fā)展使得用軟件生成SPWM波形變得比較容易，因此，軟件生成法也就應運而生。當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形。調制法：即把希望輸出的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過信號波的調制得到所期望的PWM波形。按照計算結果控制電路中各開關器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。 PWM波代替正弦半波PWM逆變電路可以分成電壓型和電流型兩種，但目前的實際應用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路，下面我們主要分析電壓型PWM逆變電路的控制方法。根據(jù)面積等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。這就是SPWM波形。這些脈沖寬度相等，都等于/N，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把各輸出波形用傅立葉變換分析，則其低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。沖量即指窄脈沖的面積。驅動電路的作用是將SPWM信號進行整形和功率放大，更好地控制開關管的導通和關斷。： ()（二）控制電路設計控制電路采用SPWM方式，由正弦波與三角波比較得到SPWM控制信號，再經(jīng)過驅動電路則可以驅動IGBT。基于頻率越高，開關損耗越大的考慮，這里初定芯片工作頻率為20kHz。確定了IGBT的峰值電壓，還需要計算開關管工作時的平均工作電流：輸出電流有效值： ()則： () 額定電流為正常工作時MOSFET所承受峰值電壓的2～3倍，即： () 逆變電路主電路結構圖 基于人的聽力范圍為20Hz到20kHz，開關電路工作頻率應大于20kHz。主開關器件的選型，主要是確定開關器件的正向平均電流和正向電壓峰值。IGBT驅動功率小而飽和壓降低。兩組橋臂交替導通，負載得到正負交替的交流電壓。當?shù)谝唤M（V1和V4）導通時，負載得到正電壓。一、 電路設計（一）主電路設計現(xiàn)在分析其工作原理。第四章 逆變電路設計本設計的目標是將直流400V 轉換為和市電相同的220V交流電，供一般負載使用?？刂齐娐返脑O計包括電壓反饋電路、誤差比較電路、軟啟動電路的設計。本文詳細地介紹了主電路的設計和控制電路的設計。三、本章小結本章主要介紹了電池升壓電路的系統(tǒng)結構圖和基本原理及其設計。說明UC3825的反饋作用起到了作用。仿真條件：理想輸入直流電壓24V,理想線性變壓器，理想開關器件。通過控制開關管，實現(xiàn)電壓的變換。從UC3825芯片資料典型設計電路圖中，查得外接電容器為10μF。之后，隨著外接電容的繼續(xù)充電，電壓逐漸升高，三極管逐漸開通，誤差放大器的增益也逐漸增大，此時電路的輸出電壓也隨即增大，使電路順利進入穩(wěn)定工作狀態(tài)。UC3825內部設置了一個恒流源和一個三極管來控制誤差放大器的增益，當引腳8外接一個電容器時，整個電路上電瞬間，由于電容上的電壓不能突變，引腳8上的電壓為零，此時三極管基極點為零，沒有電流流過，三極管截止。在開關電路上電的瞬間就會產(chǎn)生很大的沖擊電路。而這種沖擊電流，主要是由開關控制電路中的電壓比較環(huán)節(jié)引起的。取比例電阻為47kΩ,則比例放大倍數(shù)為47/=19，充電電容為45nF,則充電時間常數(shù)為45=,大約是芯片工作周期的 10倍，這樣有利于輸出電壓的調整而不使電路形成震蕩。誤差比較電路是將基準電壓與反饋電壓相比較，將他們的差值反饋到芯片內部，改變內部控制電路的輸出占空比，從而控制輸出電壓。則： 電池反饋電路結構圖 ()可取R反饋上為733k。電壓反饋電路就是將輸出電壓轉化成與控制電路相同電壓等級的比較電壓，供控制電路參考。由于芯片內部的一個電壓源的作用，,。引腳16為基準電壓輸出端，通過分壓電阻和電位器，能夠形成適應于電路工作的比較電壓，主電路的輸出電壓通過分壓電阻分壓后的電壓輸入由引腳3組成的誤差放大器，形成誤差電壓，通過誤差電壓控制引腳14和引腳11的輸出占空比，達到控制輸出電壓的目的。由芯片UC3825及其外圍電路組成開關電源的控制電路，能實現(xiàn)脈沖信號的形成和輸出，輸出電壓的反饋，過流保護和軟啟動的功能。根據(jù)Ua波形的脈沖頻率，T觸發(fā)器的輸出波形如圖中Q和Q非所示，這兩個脈沖電壓能控制兩個輸出端的或非門，使他們相繼開通，并且兩個輸出在同一個時刻不能同時導通。邏輯控制電路由一個電壓比較器，若干個或非門，SR鎖存器和T觸發(fā)器組成。如果之后輸出電流還在不斷增加，則另一個電壓比較器就會跳為高電平從而進一步封鎖驅動電路的脈沖，實現(xiàn)二次保護。e. 過流保護模塊。然后芯片內部的恒流源持續(xù)對引腳外接的電容進行充電，使“inhibit”三極管基極電壓逐漸升高，使之逐漸導通，進而使誤差放大器逐漸獲得電源進入工作，輸出電壓也隨著逐漸升高。軟啟動模塊是就是在引腳8外接一個充電電容，使該腳上的電壓不能突變?yōu)?V。d. 軟啟動模塊。只有當電源電壓和基準電壓都正常穩(wěn)定時，后方電路才正常工作，從而使芯片正常工作。兩個電壓比較器組成了此模塊的功能。若誤差放大電壓越小，比較器輸出的高電平時間越長，反之越短。電壓比較器通過誤差放大器將電路輸出的電壓信號轉換后與引腳7接入鋸齒波電壓相比較，隨之輸出高低電平。然后外接電容重新進行恒流充電，電路進入下一個工作周期，線性度良好的鋸齒波信號就是在這樣過程中不斷產(chǎn)生的?？墒钱斠_6端的電壓大于遲滯比較器的預定值時，電壓比較器的輸出跳變?yōu)楦唠娖?，使兩個三極管迅速開通，與引腳6連接的三極管使電容C中的電荷迅速釋放，與引腳4連接的三極管開通，Clock端就輸出高電平。如果引腳5和對地端接上一個電阻，電阻上就會流過電流Ir，芯片內部經(jīng)過檢測引腳5上的電流而產(chǎn)生一個與之一樣的恒定充電電流Ic=Ir。（11）引腳13和引腳16 (Vc和Vref)：引腳13是為了能夠獲得足夠的驅動能力或者配合不同的驅動電壓等級設置的驅動電路的電壓輸入端，設計者可以隨意調整。（9）引腳10，引腳13和引腳15（Gnd，Pwr Gnd和Vcc）：這些腳分別接信號地，功率地，和電源電壓。（7）引腳8 (Soft Start)：此引腳接一個電容，在整個電路上電時可以抑制電路的沖擊電流，為軟啟動端，有保護功率元件的作用。（5）引腳5和引腳6 (CT和RT)：這兩腳設置芯片的工作時鐘，通過接不同的電容和電阻，形成不同的鋸齒波信號。（4）引腳4（Clock）：兩片PWM芯片鏈接運行時，提供給芯片同步時鐘信號的時鐘輸出端。通常是設置的基準電壓。2．UC3825的引腳功能（1）引腳1（INV）：閉環(huán)系統(tǒng)中接反饋信號，為誤差放大器反相輸入端，用于形成電壓比較電路。使用UC3825的開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態(tài)響應特性都較高。（二）控制電路設計1．UC3825簡介UC3825是一款針對開關電源的高頻率高效率PWM控制芯片，它使用電壓控制模式，其最高工作頻率可達1MHz，帶有基準電壓輸出、軟啟動和過流保護模塊。額定電壓一般取為正常工作時所承受峰值電壓的2～3倍，此處選取800V,，額定電流為正常工作電流的2～3倍。與二極管的選型類似，主開關器件的選型，主要